直流稳压电源设计思路范文篇1

关键词：电力线载波通信；自动增益控制；自动电平控制；直流伺服环路

中图分类号：G642.0文献标识码：A文章编号：1007-0079（2014）11-0069-02

“电力载波通信原理”是讲授电力系统利用电力线传输语音和数据的基本理论及实现方法的课程，[1]是电力通信专业重要的专业课，包括理论教学和实验环节。该课程在介绍通信原理的基础上讲述了电力通信相关知识，如电力线载波通信原理等。随着科学技术的发展，多学科交叉渗透，该课程内容有了较大充实。为了在有限的学时中引导学生尽快入门，提高学生的理论分析能力与实践能力，笔者引入了一些新的理论和方法，在理论教学和实验教学两个方面进行了一定的探索和研究。本文以幅度反馈理论的应用为例介绍了现代反馈控制理论在电力载波通信中的应用。

一、幅度反馈理论在电力线载波通信中的应用

在载波通信原理教学中有一个重要的知识点是稳定电力线载波信号幅度的理论和方法，其主要内容包括电力线载波信号稳幅的基本原理（主要是自动增益控制原理）、幅度反馈稳定性分析和工程实现方法。课程中介绍了较多的基本原理，但对反馈稳定性分析和工程应用的介绍较少。学生在实现与此相关的课题时（如“简易电力线载波机设计”课程设计），一般采用教科书上介绍的自动增益控制（AGC）电路，但载波信号的幅度不是特别稳定，而且不能准确地设置和控制载波功率的大小。[2]

为了解决该问题，在课程教学中应注重启发学生利用现代反馈控制理论改进实验电路：将自动增益控制电路改进为自动电平控制（ALC）电路，在单片机的控制下成功地实现载波功率的设置；为了解决ALC电路中运算放大器的失调电压、失调电流、温度漂移等因素对载波功率稳定性的影响，引导学生拓宽思路，在ALC电路中采用锁相环中广泛应用的有源比例积分放大器代替一般AGC电路中的固定增益放大器。理论和实践证明，改进后的电路不仅带来了更好地稳定载波幅度的效果，而且能够实现载波幅度的精确控制和显示。

二、改进前的电路――AGC电路

1.AGC电路简介

传统电力线载波机中的AGC电路原理如图1所示。

图1所示的AGC电路中的反馈网络由检波器、低通滤波器和直流放大器组成。检波器检测出载波输出信号振幅（有效值电平或峰值电平），经低通滤波器滤去不需要的高频分量，然后进行适当放大后控制可变增益放大器的增益。反馈网络设计的原则是：当载波输出信号幅度增大，检波器检测出的信号也随之增大，直流放大器产生一个较小的电压，控制可变增益放大器的增益趋于减小；反之当载波输出信号幅度减小，检波器检测出的信号也随之减小，直流放大器产生一个较大的电压，使可变增益放大器的增益趋于增大。[1]无论何种情况，通过环路不断地循环反馈，使得载波输出信号幅度保持不变或仅在较小范围内变化。

由于电力线载波通信需要采用调幅技术来传输信息（语音和数据），因此环路中的低通滤波器非常重要。由于发射功率变化、距离远近变化、电波传播衰落等原因引起的信号强度变化是比较缓慢的，所以整个环路应具有低通传输特性，这样才能保证AGC电路仅对载波信号电平的缓慢变化有控制作用。[3]当载波输入信号为模拟调幅信号或数字基带调幅信号（ASK）时，为了使调幅波的包络变化不被AGC电路的控制作用抵消，必须恰当选择低通滤波器的频率响应特性，使其对高于某一频率的调制信号的变化无响应，而仅对低于这一频率的缓慢变化有控制作用，这主要取决于低通滤波器的截止频率。

2.AGC电路的缺陷

图1所示的AGC电路有以下缺陷：一是载波放大器的输出幅度不够稳定；二是不能准确的设置和显示载波信号的输出幅度；三是在稳定幅度的过程中容易产生过冲现象。

产生第一个现象的原因是不仅反馈网络中的检波器存在较严重的温度漂移现象，运算放大器也存在温度漂移、失调电压、失调电流等各方面的影响。由于直流放大器具有固定的增益，上述现象造成的电压变化被直流放大器固定放大因而产生变化的控制电压，造成载波信号幅度的波动。造成第二个现象的原因是反馈网络中缺少一个可变的参考电压，无法对载波放大器的输出幅度进行准确的比较和判断（有一些电力线载波机的AGC电路中包括一个参考电压，但通常是固定电压，不能作为可变的电压参考）。第三个现象的产生是反馈网络中的低通滤波器造成的，由于低通滤波器的截止频率设计的相当低（为了适应低速率基带信号的传输，这一点是绝对必要的），而带宽很窄的低通滤波器的瞬态特性往往很差，当载波信号幅度瞬间产生变化时，低通滤波器的响应较慢且有明显的充放电过程，因此带来载波信号幅度的起伏。[4]为解决上述缺陷带来的问题，考虑采用ALC电路取代AGC电路。

三、改进后的电路――ALC电路

1.经典ALC电路简介

经典ALC电路原理如图2所示。

与图1所示的AGC电路相比，图2的ALC方案作了两个重要改进：一是用瞬态特性良好的Bessel低通滤波器取代普通的低通滤波器，用以改善载波输出信号的瞬间起伏；[4]二是用积分器取代固定增益的直流放大器，同时由单片机控制的DA变换器产生一个可变的参考电压UR作为积分器的电压基准，从而将载波幅度的稳定过程转变为动态调节过程。这样有两个优点：一是无论反馈网络中的检波器或运算放大器性能如何，只要参考电压UR稳定且积分器本身失调小，载波输出信号幅度都能实现稳定；二是改变参考电压UR的大小可以达到新的动态平衡，从而实现载波信号幅度的程控。

ALC电路的工作原理是：载波输出信号首先经检波器检测出信号的包络电平，该信号经低通滤波器滤去不需要的高频分量后送到积分器的反相端（通常是直流电压），将可变的参考电压UR加到积分器的同相端作为积分电压基准；当载波输出信号幅度增大时，加到积分器反相端的直流电压也随之增大，若该电压大于参考电压UR，积分器输出一个负斜率的电压（积分器反相积分），这个电压作用到可变增益放大器上，使可变增益放大器的增益趋于减小，载波输出信号幅度随之减小；当载波输出信号幅度减小时，加到积分器反相端的直流电压也随之减小，若该电压小于参考电压UR，积分器输出一个正斜率的电压（积分器同相积分），这个电压作用到可变增益放大器上，使可变增益放大器的增益趋于增大，载波输出信号幅度随之增大。这两种情况下，加到积分器反相端的直流电压都以参考电压UR的大小为平衡点来变化。若环路参数设计适当，最终使得加到积分器反相端的直流电压等同于参考电压UR，载波信号幅度保持不变。由此可见，改变参考电压UR的大小可以达到新的平衡点，从而可以实现载波信号幅度的程控和显示。

2.经典ALC电路的缺陷和解决方法

采用积分器取代固定增益直流放大器来实现载波信号幅度的自动控制会带来一个问题，即载波信号幅度会出现低频的周期性起伏过程。其原因是积分器的输出是以参考电压UR的大小为平衡点，是一个动态调节的过程，若电路形式不合适或环路参数设计不当往往造成载波信号的幅度不能稳定在平衡点上而是围绕着平衡点周期性的振荡，造成载波信号幅度的不稳定，[4]这一问题也常常出现在锁相环的工作工程中。

为了解决该问题，考虑采用带阻尼的有源比例积分放大器代替普通的积分器，具体电路如图3所示，[4，5]在此采用的是二阶有源比例积分放大器。

为了兼顾数据通信的要求，积分器设计了两种不同的低频截止频率，分别是200Hz和1.5KHz，用电子开关进行切换。电路参数需要根据要求进行设计，一是积分器的两组时间常数τ11、τ12和τ21、τ22，通过时间常数可以计算出电路中各个元件参数并验证低通滤波器的截止频率fc1和fc2，不能大于要传输的语音和数字基带信号的速率；二是根据理论分析确定阻尼常数ξ，由ξ的大小可以评估积分器的稳定性。在具体电路中，采用电位器W1来调节阻尼常数ξ，通过电位器的调节，学生能够观察到载波信号幅度的低频起伏过程及消除过程。

3.二阶有源比例积分器的理论计算

二阶有源比例积分器的理论计算不是一个复杂的课题，由于应用环境是电力线载波通信，所以需要考虑电力线载波通信的具体要求。对于兼顾语音通信（载波电话）和数据通信（数据传输和抄表）的电力线载波机，其语音通信最低频率为300Hz，最高频率为3.3KHz，数据传输的最低速率为640B/s，最高速率为8KB/s，[6]根据这项要求确定二阶有源比例积分器的最小带宽约为200Hz；在应用于高速率数据传输时，由于占用带宽更宽，为了保证数据传输的质量，将二阶有源比例积分器的带宽设计为1.5KHz，两者采用电子开关进行切换。电路中元件参数的设计过程如下：

3）计算τ12：根据τ12=2ξ/ωn，计算得τ12=4.6ms，再根据τ11=R2C1，求得R2约为1KΩ。

（2）1.5KHz带宽的相关参数计算。1.5KHz带宽相关参数的计算与200Hz带宽计算过程相似，在此环路带宽ωc=2288rad/s。由于环路带宽的增加，电容C2的数值应当相应减小，调整为0.1uF。计算结果是：τ21=190us，R1约为2KΩ；τ22=613us，R3约为6.2KΩ（应用时为了切换带宽方便，将两种带宽共用一个电阻R1，这也是调整电容大小的依据之一）。最终确定的各项参数如图3所示。

四、结论

本设计的内容和难度已超出本科生教学大纲的要求，在指导教师的启发和帮助下，学生能够发挥主观能动性，通过查阅并借鉴参考文献，完成对系统模型、控制方法、系统设计、电路仿真及实物制作的流程，进行一次较系统的科技方法训练。在整个课题设计和制作阶段，学生们不仅巩固了理论教学的内容，还自发融入了其他课程及参考资料中的方法，真正得到了一次理论与实际相结合的锻炼。

参考文献：

[1]孙同景.PLC原理及工程应用[M].北京：机械工业出版社，2008.

[2]刘晓胜，胡永军，张胜友.低压配电网电力线载波通信与新技术[J].电气应用，2006，25（2）：5-7.

[3]B.Williams，FredJ.Teaylor.电子滤波器设计[M].宁彦卿，姚金科，译.北京：科学出版社，2008.

[4]许建军.数字化电力线载波通信系统的硬件设计与实现[D].西安：西安电子科技大学，2012.

直流稳压电源设计思路范文篇2

论文首先介绍了电力电子技术及器件的发展和应用,具体阐明了国内外开关电源的发展和现状,研究了开关电源的基本原理,拓扑结构以及开关电源在电力直流操作电源系统中的应用,介绍了连续可调开关电源的设计思路、硬件选型以及TL494在输出电压调节、过流保护等方面的工作原理和具体电路,设计出一种实用于电力系统的开关电源,以替代传统的相控电源。该系统以MOSFET作为功率开关器件,构成半桥式Buck开关变换器,采用脉宽调制(PWM)技术,PWM控制信号由集成控制TL494产生,从输出实时采样电压反馈信号,以控制输出电压的变化,控制电路和主电路之间通过变压器进行隔离,并设计了软启动和过流保护电路。该电源在输出大电流条件下,能做到输出直流电压大范围连续可调,同时保持良好的PWM稳压调节运行。开关电源结构

以开关方式工作的直流稳压电源以其体积小、重量轻、效率高、稳压效果好的特点,正逐步取代传统电源的位置,成为电源行业的主流形式。可调直流电源领域也同样深受开关电源技术影响,并已广泛地应用于系统之中。

开关电源中应用的电力电子器件主要为二极管、IGBT和MOSFET。

SCR在开关电源输入整流电路及软启动电路中有少量应用,GTR驱动困难,开关频率低,逐渐被IGBT和MOSFET取代。在本论文中选用的开关器件为功率MOSFET管。

开关电源的三个条件:

1.开关:电力电子器件工作在开关状态而不是线性状态;

2.高频:电力电子器件工作在高频而不是接近工频的低频;

3.直流:开关电源输出的是直流而不是交流。

根据上面所述,本文的大体结构如下:

第一章,为整个论文的概述,大致介绍电力电子技术及器件的发展,简单说明直流电源的基本情况,介绍国内外开关电源的发展现状和研究方向,阐述本论文工作的重点;

第二章,主要从理论上讨论开关电源的工作原理及电路拓扑结构;

第三章,主要将介绍系统主电路的设计;

第四章,介绍系统控制电路各个部分的设计;

直流稳压电源设计思路范文

直流隔离单元能够通过无源自关断器件完成各种不一致的直流电源系统的无缝接入。它也可以达成多路电源的互备，各路互不影响的单独工作，而当任一路电源供电中断，能够任一路迅速地投切，将故障封闭在最低程度，达到“零切换”的效果和运行状态，实现通信设备任何时间都是多路的电源供电，达成通信设备的高可靠稳定运行。

直流电源一般是整流器的模块综合组成，也有其模块组和其它直流的电源设备集合一起组成。例如太阳能网能的多能源供电，其优点是电网崩溃停止供电的条件下，这种供电系统仍能提供直流电能，增加了运行的持续性和可靠性。

低层的技术改进

常规设计的通信整流电源，一般都是采取多个整流器并联和双路的交流供电，以及同一的直流母排输出。通信设备由次要以及主要设备构成，为使通信设备在中止供电的意外条件时，能够确保继续稳定的工作，并使蓄电池组不会因为放电的过多而失去其功能，于是在整流机的配电柜内安装可以切断这种次要负载的LVD1（电直流接触器）与LVD2的接触器。即供电停止时，由蓄电池组提供通信设备正常运行的供电。当蓄电池的放电使母线的电压降至规定值（例如48V），接触器LVD1动作从而断开次要的通信设备，并为主要的通信设备进行继续供电；若蓄电池电压降至最低值（例如43V），则接触器LVD2动作，完全切断通信设备，保证蓄电池不再继续放电而受到损伤。

在直流的母排和负载的直连中，不需运用蓄电池的电压设定来断开电路和负载，并使用电负载有可靠的电源供电；在直流母排和蓄电池直连的模式下，应注重蓄电池组运行状态的实时跟踪和监控，若蓄电池的运行发生意外，则系统的控制器会输出光，声和电子信息的报警信号，并发出相应的故障消息。而在电力通信基站的维修运行中，若所有的电源供应发生间断或中止，高可靠电源系统的内部的蓄电池也可以提供通信设备足够长的直流供电，正常运行，并争取了非常珍贵的维修时间。

高可靠电源的系统设计

1设计的思路

电信设备在配电的设计阶段，基于电力通信在工作与生活中的重要，每个通信设备在设计中要考虑带有双路电源的接入。在这种考虑和实际情况下，电源的设计思想就是利用多路的电源系统来为任意一个通信设备的双路电源均单独供电。为了营造这个通信系统的独立性特点，通信设备中双电源，各自连接至这种高性能和稳定性的电源系统的独立母排中，并保证各母排的输出都设置隔离设备，这即为双电源、双母排的概念。而蓄电池各自连接相应的母排，构成独立不受各种影响的供电系统。

这种多电源之间利用隔离设备进行负载的供电方式，其各自独立、且协调一致，不受影响。这种系统的独特之处为：任一负载都是二路独立电源进行供电，当某路系统供电异常或中止，不会影响电源负载和负载的工作和运行。在这里特别指出一定要采用DL/T724-2000的标准，规定合理的时间对蓄电池组容量试验以及计算机控制的自动切换程度的试验、直流母线的稳定持续供电的试验。需要说明的是无论哪种试验都要求系统要持续、稳定的供应直流电源。

因为选择隔离的技术，即可实现各电源的下端很有效的达成标准要求中的试验，且对负载的供电运行不产生丝毫的影响。对于蓄电池组维护维修的具体操作中，可以隔离这种装置下端和相应的保险熔芯，实现系统和蓄电池组的有效隔离。采用这种独特的隔离设计方法，使蓄电池组与通信系统进行完全的隔离。采用这种隔离式的设计方法，上述操作将不会影响到其他电源的工作，且不会造成通信设备及其回路的电力电源的供应发生中断。

2系统的交流单元的设计

交流供电单元都有双路或者多路交流电路的互投切装置，双路交流的供电大多数是双路的交流电网的输入，它具备对输入信号（电流、电压）的实时监测以及互投切装置的状态检测、单相保护、过压保护和其他的显示、报警功能。

3直流电源的设计

设计时多路电源可以是能源不同形式的转换电源，例如太阳能光伏发电电源、风光互补型电源、和独立高频开关的整流器电源，各路电源，任一路的电源都设置相应的控制器和蓄电池组，并达成最低层的单独运行。

通信电源的应用策略探讨

目前有两种设计思路的通信供电的电源，一种是把变电站的直流电源系统有机地和通信用的电源设备联系在一起，一种是通信设备采取的供电形式是独立的高频开关电源来做支持。目前尚没有更完善的标准和规范能把上述两种方案不同电压级别的变配电站场所结合在一起。

另外由于越来越多的变配电站实行无人值守的方式，所以为了满足通信电源设备的运行稳定，更应选择智能化、维护方便、安全的电源系统。随着变电站的无人值守的执行和展开，采用可靠、智能和集中维护的电源系统，成为目前对通信电源设备的最根本的要求。

对于变配电站中的通信供电电源来说，共有2种设计的思路：一是选择独立的高频开关电源提供通信设备的用电；另一种是通信电源联系到变电站的直流供电装置中来。并对通信设备、变电站二次继电保护和自控系统采取集中的供电形式。目前为止，如何把这2种方案运用在不同电压级别的变配电站，没有标准和相应的规范做技术支持。

1通信设备重要性策略

截至目前，我国变配电站的电压等级有500KV、220KV、110KV和35KV。这种电压级别的巨大差异决定这通信设备的配置容量和传输的信息有所不同。其中，220KV及以下的变配电站，一般选择通信设备传输站内的自动化和电力调度。一般采取专用的光纤通道和调频的载波来进行线路保护信息的传输。

而500kV的变配电站，它的通信设备还有传播线路的保护信息的重担，这是由继保的双重配置与传输线路的限制而决定的。这种现象在220kV枢纽的系统来说也是相似的。他还有110kV变配电站提供信息转接工作的重担。基于通信设备和变配电站的电压级别的重要，传输、二、一、三主干的通信网的220kV变配电站而言，应该选择独立的电源来为通信设备做工作的配置。就是说电源设备与电网发生问题或事故时，其变配电站的电源系统蓄电池应使通信设备持续的工作8h。而无主干通信传输的220kV和以下级别的变配电站来说，应为通信设备的工作电源选择一体化的电源，且这种电源的通信部分应按照规范要求的3h的供电需求而配置。

2电源设备的安全策略

2.1供电的方式

在这种通信电源的输入电源的形式上，其交流侧选择单母线供电，且利用自动投切设备来达到供电的稳定和安全。而从直流的输入电形式上，现在通常选择单母线分段和单母线两种的供电形式。基于通信的传输业务重要层面的角度思考，220kV的一体化电源设备与独立互不影响的通信电源，均选择通信的直流单母线的分段供电形式，而110kV的一体电源，选择单母线的供电形式较好。

2.2电源保护

我们主要通过通信电源的过压、过流和欠压保护角度来选择和探讨通信电源的保护。若通信电源的相关运行数据超过保护的设定值，则电源系统可以自动步入保护的状态甚至自动修正、关机，使通信电源的过流保护，因为高频开关电源的输入整流（交流）绝大多数选择的是电容输入的整流回路，则电源合闸的一瞬，因为最初的电压值为0，造成初始充电将产生极大的冲击电流。基于此，采取软启动的方式应用在通信电源的保护回路上，这样可使开关电源的使用寿命得到极大的提高，保障设备正常的运行。在欠压和过压的保护层面，因为电源过电压将造成负载内部薄弱元器件的损坏。而欠压则使负载不能工作，基于此，通信电源在设计方面，要求通信电源在输出电压（直流）的称值为120%的区间，通过手自动的调整来控制输出的电压，以保证通信电源运行在稳定安全的区间之内。

直流稳压电源设计思路范文篇4

论文关键词：恒流源，检测，PID控制

0引言

在断路器可靠性试验设备中，试验电源的稳定、精确是保证测试可靠的基础。否则，无论是在断路器出厂试验还是型式试验，都会因为测试电源的波动使校验后的产品存在着合格品被判为不合格，而不合格品被判为合格的可能，严重影响产品的质量。传统恒流源制作是利用二极管、三极管、集成稳压源的特性制作的参数稳流器、串联反馈调整型稳流电源、开关稳流源等等，但往往存在着输出电流范围小、稳流精度不高、效率较低、可靠性较差、输出纹波大等缺点。本文设计了一种基于AT89C51的恒流源控制系统，能实现快速、高精度、灵活、多功能的控制要求，在断路器可靠性试验中提供了稳定、精确的试验电源。

1主电路的组成

主电路是由电压电流调节电路，升流变压器，电流检测反馈电路，输入控制和显示等几部分电路构成的检测，以上各个模块都是由AT89C51来控制的。其总体构架如图1:

图1系统结构框图

1.1电压电流调节电路

电压调节模块主要由变压器和DS1267数字电位器构成，单个DS1267可调精度最大可达16位，可知单次最小变化量为1/512，对于220V电压来说基本可以认为是线性关系，符合恒流源的电压调节精度。电流调节模块主要由TDA2030芯片和大功率晶体管2SA1302、2SC3281组成的。其中2SA1302与2SC3281组成推挽功率放大结构，为了增加输出电流，采用了两路相同结构的并联电路，其电路图如下：

图2推挽功率放大电路

图2中，当输入电压信号时，由于IN4001两个二极管的动态电阻很小，且R2的阻值较小，可以认为2SA1302管基极电位的变化与2SC3281管基极电位的变化近似相等，两个基极的电位随输入电压uin产生相同的变化。当处于输入信号的正半周，且uin逐渐增大时，2SA1302管基极电流随之增大，发射极电流也必然增大，负载电阻(即升流变压器)RL上得到正方向的电流；当uin减小并减小到一定数值时2SC3281管截止。因此输入信号的正半周主要是2SA1302管发射极驱动负载。同样道理，负半周期主要是2SC3281管发射极驱动负载免费论文下载。

1.2升流变压器

本试验要求产生0~100A的大电流，考虑到本电流源用于断路器在线检测，断路器触点接触电阻是15mΩ，这样在负载上消耗的功率应该为:P=I2R=1002×0.015=150W。负载消耗功率150W，考虑变压器效率及功率裕度，我们选用升流变压器的额定容量为500VA。

铁芯面积S与升流变压器功率P满足下面经验公式:ln(S)=0.498×ln(P)+0.22。带入功率P=500VA，可算出铁心截面积S=53.144Cm2。根据计算结果检测，取S=54Cm2选用硅钢片中间舌尺寸a=60，叠厚尺寸b=90。

根据铁心截面积S和铁心的磁通密度B，初级线圈的每伏圈数N可由下式确定:

ln(N)=―0.494×ln(P)－0.317×ln(B)＋6.439采用质量优良的硅钢片，铁心B值取11000高斯，计算得到每伏匝数N=0.831。初级电压取220V，初级匝数N1=220×0.831=183。次级电压取7V，次级匝数N2=7×0.831=6。

初、次级匝数以及次级最大电流100A，次级电流:I1=I2×N2/N1=3.4A。根据经验，每安培电流分配0.3mm2导线截面积。这样初级导线截面积为:1.02mm2，初级导线可选用15×32mm2扁铜线。次级导线截面积为:30mm2，次级导线可选用60×22mm2扁铜板。

1.3电流检测反馈电路控制显示模块

电流检测反馈模块由电流互感器、精密绝对值电路、有源低通滤波器以及A/D转换芯片构成。根据输出电流，我们选择DHKYZ-500型号电流互感器作为电流采样传感器，该传感器满量程电流为500A，满量程次极输出电流为100mA，为了满足A/D转换器输入量程(0~5V)的要求。A/D转换需要直流信号，因此需对交流信号进行调理，本设计所用的精密整流电路如图3所示，该电路主要由两个双运算放大器TL062和相关元器件组成。电路的输入电压Ui为电流互感器感应输出的电流。

图3精密整流电路

如图3，当ui>0时，Dl导通，D2反向阻断，可以算出u11=－ui/2，u12=－u11=ui/2>0；当ui<0时，Dl反向阻断检测，D2导通，对于第一个运算放大器TL062，可得u11=－ui/3。从而可以算得u12=－ui/2>0。即可得，u21=－2u12，最后可得uo=－u21=2u12，所以输出全波整流波形。

由于精密整流电路输出的信号是脉动直流信号，不能直接作为AD采样的输入信号，因此还必须先经过低通滤波器，滤除交流分量，取出直流分量，再给A/D转换器输入。

1.4控制显示模块

目前工业控制中的LED显示驱动电路普遍采用一种定时或中断控制方式，这种方式要占据CPU一部分时间，而且动态显示往往具有亮度不够，闪烁等特点，而静态显示又有硬件电路复杂等缺陷。本系统的键盘显示采用OD-DM12864液晶显示，其可直接与微机串行口相连，完全解决了LED显示的诸多不足免费论文下载。用户只需对位和控制寄存器编程，就可选择译码方式、显示亮度、关闭等功能。

2控制算法及程序设计思路

2.1控制算法选择

恒流源元件检测过程是一个多参数相互耦合的时变非线性系统，影响电流检测的精度因素很多，并有很大的随机性、很难用精确的数学模型来描述，即使通过一些手段简化系统后建立了对象的简单数学模型，控制效果也不是很好。另外，由于电流随元件参数的变化而变化，要求控制算法的实时性高检测，控制过程较为复杂。因此，权衡各种控制方法的优缺点，我们采用PID实现实时控制。

2.2程序设计思路

根据系统需要在此采用了模块化程序设计方法，按照硬件功能模块将程序分解成模块，然后定义各个模块的功能和对接口定义。主程序程序流程图如图4所示

图4主程序程序流程图

3实验调试

本实验输入交流220V，输出端为直流15V左右的直流电压。实验记录了以下电流测试值，如表1。

表1恒流源电流测试值(单位：A)

电流设置

电流互感器

钳表测量

误差

10.0

20.0

30.0

40.0

50.0

60.0

70.0

80.0

90.0

10.0

20.2

30.1

40.3

50.3

60.0

70.2

80.4

90.3

10.2

20.1

30.7

40.2

50.8

60.2

70.4

80.6

90.4

0.0/10.0=0%

0.2/20.0=1%

0.1/30.0=0.33%

0.3/40.0=0.75%

0.3/50.0=0.6%

0.0/60.0=0%

0.2/70.0=0.29%

直流稳压电源设计思路范文1篇5

Abstract：ThehardwaredesigningideaofsmartcartrackingwithCameraisdescribed.Thefollowingmodulesarediscussed：powermanagingmodule，roadinformationdetectingmodule，roadinformationtreatingmodule，directioncontrollingmodule，speeddetectingmodule，enginecontrollingmoduleandserialcomunicationmodule.Asmartcarcanbemadewiththesemodules.

关键词：摄像头；循迹；智能车；硬件系统；设计

Keywords：camera；tracking；smartcar；hardware；design

中图分类号：TP39文献标识码：A文章编号：1006-4311（2012）30-0201-02

1智能车硬件系统的总体结构

用摄像头循迹的智能车由硬件系统和软件系统两部分构成。硬件系统包括电源管理模块、信息采集模块、数据处理模块、运动控制模块和串口通信模块等[1]。其中，信息采集模块包括道路信息采集子模块和车速信息采集子模块；运动控制模块包括舵机控制子模块、直流电机控制子模块。软件系统包括各模块的初始化、道路图像采集程序、数字信号处理程序、舵机方向控制程序和电机速度控制程序[2]。本文介绍硬件系统的设计方法。智能车的硬件系统结构如图1所示。

本智能车采用飞思卡尔公司的16位微处理器MC9S12XS128作为核心控制芯片；使用CMOS数字摄像头OV6620采集道路信息；通过PWM信号对转向舵机进行控制；借助于光电编码器测速，通过PID控制算法对电机实行闭环控制。各个部分经过MCU的协调处理，使小车能够以较快的速度在指定的道路上行驶。

2智能车硬件系统各个模块的设计

2.1数据处理模块本智能车采用MC9S12XS128单片机作为控制核心。该单片机内含16位中央处理器、128KB的程序存储器、8KB的数据存储器、2个异步串行通信接口、1个串行外设接口、1个8通道输入捕捉/输出比较定时器模块、16通道12位的ADC、一个8通道脉冲宽度调制模块和多个数字I/O口[3]。

本智能车使用的MC9S12XS128的I/O口如下：

PT0——输入捕捉的摄像头行同步信号；

PT1——输入捕捉的摄像头场同步信号；

PB0～PB7——输入摄像头采集到的图像数据；

PT7——输入车速检测信号；

PWM23——输出舵机的PWM控制信号；

PWM01、PWM45——输出电机的PWM控制信号；

PS0、PS1——串口通信接口。

2.2电源管理模块整个智能车的电力供应来源思卡尔智能车大赛组委会提供的充电电池。电池的额定输出电压为7.2V，电量为2000mAh。由于各个模块对电源的要求不同，特别是对电压的要求不同，因此，需要采用不同的稳压芯片，从电池中分流出电压不同的分电源给不同的模块供电。智能车的供电系统如图2所示[1]。

单片机MC9S12XS128的工作电压是5V，要求电源稳定，避免电机工作时产生的干扰。为此，采用稳压芯片LM2940，从7.2V电池上取电，输出电压为5V，单独为单片机供电。

用于采集道路信息的摄像头、电机驱动电路、用于采集小车速度信息的编码器等，它们的工作电压都是5V，对电源质量要求不太高，这里采用稳压芯片LM2940，从7.2V电池上取电，输出电压为5V，同时为摄像头、电机驱动电路、编码器供电。

舵机的工作电压是6V，需要较大功率的电力供应，要求电源低内阻、大电流、电压稳定。为此，采用稳压芯片LM1117，从7.2V电池上取电，输出电压为6V，单独为舵机供电。

电机需要大功率的电力供应，要求电源低内阻、大电流、电压较高而且稳定。为此，直接从7.2V电池上取电，单独为电机供电。

2.3信息采集模块

2.3.1道路信息采集子模块本智能车采用摄像头进行路径识别，其工作原理是用摄像头拍摄小车前方道路的图像，获得小车前方的路况信息，根据道路的类型实施相应的控制策略，使小车能够沿着黑线指示的道路前进。因此，摄像头所拍摄的图像的质量直接影响到小车运行的稳定性和速度。

理想的摄像头应该具有采集速度快、视野宽阔、前瞻性好、对各种光线环境适应性强等优点。目前，图像传感器主要有CCD和CMOS两种类型。

CCD图像传感器需要用大电流、高电压的电源驱动，工作电压为12V。小车的整个电源由大赛组委会指定的直流电池提供，电压为7.2V，不能满足CCD传感器的要求，需要设计12V的升压电路为其单独供电。而CMOS图像传感器工作电源为5V，对于7.2V的电源，可以采用稳压芯片LM2940获得5V电源，简单方便。因此，本智能车采用CMOS图像传感器。

CMOS图像传感器又分为模拟输出型和数字输出型两种。模拟输出型摄像头拍摄的图像是模拟信号，而单片机只能处理数字信号。如果采用这种摄像头，必须对信号进行数字化处理。虽然可以使用单片机内部的ADC，通过LM1881芯片进行行同步信号、场同步信号的分离，对模拟信号进行数字化处理，但是，受到单片机ADC转化速度和转化精度的限制，图像采集的速度和精度必将下降，从而影响小车的控制效果。因此，本智能车不采用模拟输出型摄像头。

综合考虑，本智能车选择CMOS型输出型数字摄像头OV6620作为道路信息采集的主要器件。

2.3.2车速信息采集子模块为了能够很好地控制小车的速度，需要根据道路类型以及小车当前的速度决定小车在下一段道路的速度。为此，引进闭环控制策略，把小车的实时速度快速传递给单片机。车速信息采集子模块测量小车的实时速度，并把实时速度反馈给单片机，单片机根据道路类型以及当前车速对车速控制参数值作出相应的调整，使小车平稳、快速地前进。

精确、快速的小车速度反馈是各种速度控制算法的基础。本设计采用分辨率为100线的增量式光电编码器来测速。MC9S12XS128有16位的脉冲累加器，将光电编码器的信号输出线接到PT7口。在智能车的程序中进行设置：每隔20ms读取一次脉冲累加器中的值，并将累加器清零。从光电编码器每20ms时间发出的脉冲数，根据电机齿轮与编码器齿轮的齿数比例，就能计算出小车的实时速度。

2.4串口通信模块为了能够在计算机中看到小车前面一段道路的图像和小车当前的速度，以便对程序中的舵机控制参数和电机控制参数进行设置或修改，当智能车在赛道上行驶时，需要将摄像头传感器采集到的道路信息和编码器测出的小车的实时速度传送给计算机。串口通信模块是MC9S12XS128单片机与计算机之间的通信接口，其输入线接到MC9S12XS128的PS0、PS1口，输出线通过USB数据线接到计算机的USB口。

2.5运动控制模块

2.5.1舵机控制子模块舵机控制子模块采用大赛组委会提供的S3010舵机。根据舵机的工作原理，在一定范围内，占空比决定着舵机的转角度数。MC9S12XS128单片机共有8路8位可编程的PWM接口PWM0-PWM7，其中两个相邻的接口可以合成一路16位的PWM。为了增大PWM信号的控制范围，同时提高舵机的控制精度，将2个8位PWM信号寄存器合并作为一个16位的寄存器。在本设计中，把PWM2和PWM3合并为PWM23，作为舵机控制信号的输出口。将舵机的控制信号输入线与MC9S12XS128的PWM3口相连。

2.5.2电机控制子模块本设计使用BTS7960芯片制作电机驱动电路。BTS7960是一款针对电机驱动应用的集成化的大电流半桥芯片，有逻辑电平输入接口，具有电流检测诊断、转换率调整、死区时间生成等功能，可以进行过热、过压、欠压、过流和短路保护。该芯片有2路PWM输入，两根I/O线作为模式选择线，有正转、反转、能耗刹车三种工作模式，能够满足本系统的需求。为了增大PWM信号的控制范围，同时提高电机的控制精度，将2个8位PWM信号寄存器合并作为一个16位的寄存器。在本设计中，把PWM0和PWM1合并为PWM01，把PWM4和PWM5合并为PWM45，PWM01和PWM45共同作为电机控制信号的输出口。将BTS7960芯片的2个控制信号输入线分别与MC9S12XS128的PWM1、PWM5口相连。

综合以上各个模块的设计结果，就构成了一个完整的智能车硬件系统。

3结束语

智能车系统包括硬件系统和软件系统，本文介绍的是智能车硬件系统的设计方法。显然，只有硬件系统而没有相应的软件系统的小车还算不上智能车，因此，在构建了智能车硬件系统之后，接下来就需要构建智能车的软件系统，即进行程序设计。限于篇幅，本文不再介绍，将另文阐述。

参考文献：

[1]张庆，孙宝法，张佑生.基于单片机MC9S12XSl28的智能车的硬件系统设计.制造业自动化，2012，34（3下）：107-109.

直流稳压电源设计思路范文

关键词：单片机控制；高压直流电源；隔离型Zeta斩波电路；PWM

中图分类号：TN86?34文献标识码：A文章编号：1004?373X（2017）12?0165?04

Abstract：Inordertosatisfytherequirementsofsmall?sizeandintelligenceofthehigh?voltagepowersupply，anewhigh?voltageDCpowersupplycontrolledbysinglechipmicrocomputerwasdesigned，whoseoutputvoltageis5～10kVadjustable.Themethodofcombiningtheoreticalanalysiswithhardwarecircuitexperimentisadoptedtoanalyzeanddescribethedrivecircuitsofhigh?frequencyPWM（pulsewidthmodulation）squarewavegeneration，choppingwaveandhalfbridge，andover?voltageprotectioncircuitoftheoutputpowersupply.Thevoltage?regulationprincipleandworkingprincipleoftheisolatedZetachoppercircuitarestudiedemphatically.Thedesignthoughtofvoltageregulationbasedonprogramisproposedtoimplementthedigitalpowersupply.Theexperimentalresultsshowthatthepowersupplyisfeasible，anditsoutputvoltageisstable.

Keywords：singlechipmicrocomputercontrol；high?voltageDCpowersupply；isolatedZetachoppercircuit；PWM

0引言

高压直流电源在工业生产应用和实验研究得到广泛运用，如工业环境的静电除尘、医用X光机、CT机等。传统的高压直流电源大多采用工频变压器升压，再经整流滤波得到，存在着电源体积大、效率低、输出电压纹波大等缺点[1?3]。随着电力电子技术的发展，开关电源技术逐步应用到高压直流电源中，高频技术的引入大大降低了设计电源的体积，同时随着电气智能化的发展，智能电源也随之发展起来。本文设计以AT89C51单片机为控制核心智能开关电源，通过程序调节前级Zeta斩波与半桥逆变的输出电压，从而控制电源输出电压，最高输出电压10kV。电源的特点是能实现程序完全控制输出电压，同时具有自动监测和保护功能。

1电源结构与工作原理

本文将单片机技术与脉冲宽度调节（PWM）相结合，进行直流高压电源的逆变、调压、升压控制。电源主体由滤波整流、Zeta斩波、半桥逆变、高频升压、倍压整流、保护电路以及PWM调节控制部分组成。电源基本工作原理为：市电220V，50Hz输入，电压经过电磁干扰（EMI）滤波以及全波整流变为电压值约为300V的直流电，再通过隔离型Zeta斩波电路将电压控制在200～400V之间，之后经过半桥逆变电路将其变为高频交流电，最后通过高频变压器升压和二倍压整流电路，将其变为所设定的直流高压。其中Zeta斩波、半桥逆变的开关频率与脉冲宽度利用单片机程序控制。为了使电源工作稳定且利于调节，设计规定Zeta斩波输出电压在DC200～400V即控制斩波电路开关占空比在0.4～0.6之间。同时在输出端设置过电压反馈控制回路，防止程序错误，电压异常升高。图1为电源整体结构图。

2隔离型Zeta斩波调压电路

与Zeta斩波电路相比，隔离型Zeta斩波电路将高频变压器与电感L0并联，此时前级电路电压可通过变压器将电能递到后级电路[2?5]。如为考虑升高/降低电压，则可将变压器原副边变比增大/减小。采用Zeta隔离型斩波电路的优点：相同的输入、输出电压极性；输出电压可调；输入电流低，EMI小；输入、输出电气隔离。图2为Zeta隔离斩波调压电路[6?8]。

设计隔离型Zeta电路工作在电感电流不连续模式（DCM），电路存在三种不同的工作状态：

（1）时，S闭合，电源E向L0充电，同时中间电容C1向L1与C2供电，二极管D截至，此时通过L1电流增加，输出电压Uo增加；

（2）时，S断开，L0向变压器原边电感充电，变压器工作并通过副边电感向C1充电，二极管D导通，电感L1与电容C2向负载供电，输出电压Uo增加；

（3）时，S处于断开阶段，变压器转换能量结束，二极管D截至，这时电容C1与C2向电感L2与负载供电，此时输出电感L2电流上升，输出电压Uo减小。

3控制电路的设计

控制电路以AT89C51单片机为核心，通过单片机程序控制P1.0～P1.2口的输出脉冲，即可控制斩波与逆变电路[9?11]。图5为隔离型Zeta斩波控制电路，当单片机P1.0口输出低电平时，控制脉冲通过TPL250隔离驱动Q1开通即斩波电路工作，反之输出高电平，Q1截至。

图6为单片机控制半桥逆变电路图。单片机P1.1、P1.2输出脉冲通过IR2110驱动芯片，驱动半桥开关管。当输出为低电平时，经非门转换为高电平，再经驱动芯片IR2110驱动Q2，Q3的开通，反之Q2，Q3截至。为使电源各芯片工作稳定，由两个独立的LM317精密稳压源提供各芯片工作电压，同时限制斩波与逆变的开关频率与占空比，即通过单片机控制输出端口的脉冲频率与脉冲宽度。为使电源各级电压输出在规定可调范围（斩波输出DC200～400V，倍压输出为5～10kV），在各级分别设置由TL431与PC817和TL431与TLP521?1构成的光耦隔离过压反馈保护电路。当输出过压时，反馈电路工作，控制芯片中断/复位，各级引脚输出高电平Q1，Q2，Q3关闭，电路暂停工作，复位LED（D，D3）灯亮。

4实验结果与分析

进行单片机程序控制实验，得到电源电压输出波形。图7为Zeta斩波输出电压与其驱动脉冲波形。由图7得驱动脉冲理想，斩波电路工作正常。图8为半桥驱动波形与电源电压输出波形。图8中驱动脉冲幅值与电源电压相位相差180°且有一定时间延迟（防直通）即死区时间，电源输出电压（电阻线性降压测得）纹波小，电路工作稳定。

5结论

本文以单片机为核心，研制了一种新型依据程序控制的智能高压直流电源。将高频引入电源设计中，有效地减小电源体积，节约电源成本；采用隔离型Zeta斩波调压电路，实现低压控制高压输出。实验结果表明，所设计电源输出电压稳定、输电纹波小、负载能力强。

参考文献

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直流稳压电源设计思路范文篇7

关键词：计算机通信；控制系统；运行；措施

【分类号】：TP333.7

计算机技术在人们生活中的重要性不言而喻，而计算机通信与控制技术同样是现代社会必不可少的技术，如果计算机通信出现问题，那么计算机之间的交流就会停止，就无法实现计算机控制的目的，而通信过程出现误差也会对实际的控制产生较大影响，为了能够让计算机通信技术与控制技术都向着良好的方向发展，需要对计算机通信与控制系统的可靠运行措施进行总结和归纳。

一、计算机通信与控制系统在设计中应注意的问题

计算机统计与控制系统设计之初和配置的时候就应该要进行合理的思考布局，施工人员把系统的各部件进行组合的时候，需要考虑到信号的传输问题，因此要进行合理的布局。作为设计者在进行设计的时候，一方面考虑到部件之间的配合，另一方面要注意参数的影响，如果设备会受到参数的影响，应该要采取措施来进行规避。通常我们发现跳线、跨界点是造成电容、电感的最主要因素。

计算机通信与控制系统应该具备稳定性。1、计算机通信与控制系统自身的电路工作特征以及耦合效果都是其稳定性的关键因素，设计过程要对这是因素进行思考，进行合理的配置，消除相互的影响。2、计算机通信与控制系统在设计时要避免外界刺激和干扰，提升器稳定性。

二、电源电压对计算机通信与控制系统产生的影响

计算机通信与控制系统的中心点就是计算机，他是其核心部位，计算机和强电系统使用的是一个开关设备。强电系统中会因为控制过程出现强大的负载电流变化，这是不利于计算机的正常运行的，而且用来进行连接的设备线太长，或者电源线太长都会在传输的过程产生感应电动势，对计算机的运行产生影响。所以需要针对这样的情况来进行设置解决方案。

1、尽量提高计算机通信与控制系统的供电质量

在运行当中，电源功率不高，则会影响整个计算机通信与控制系统，因此我们需要对电源功率因数进行控制，最好是在0.9以上，这样才能够确保计算机通信与控制系统不出现问题。

2、通过加设独立的电源来保障计算机通信与控制系统的合理供电

为计算机通信与控制系统进行专门的电源设置，保证这个电源的稳定性，可以有效的起到控制计算机通信与控制系统的正常运行。

3、对用电环境恶劣场所采取稳压方法。

使用UPS电源，稳压时使用线式调压器，最好不要用变压式继电器来进行稳压。

三、防止由于外界因素对供电电源产生的传导影响

阻断外界干扰因素能够从以下几个方面入手。

1、采用磁环方法

（1）用磁环防止传导电流的原理。

磁环具有抑制电磁感应的作用，这个元件可以将电磁感应电流进行控制，电源在经过磁环的时候，它能够当成一个串接于电路的可变电阻。

（2）用磁环抑制传导电流的原则。

磁环的选择要有以下两个条件：第一，阻抗值大；第二，降低电源或负载阻抗。

2、采用金属外壳电源滤波器消除高频感生电流，特别是在高频段具有良好的滤波作用

电源滤波器的选取原则

对于民用产品，应在100KHZ一30MHZ这一频率范围内考虑滤波器的滤波性能。军用电源滤波器的选取依据GJBl51/152CE03，在GJBl51/152CE03中规定了传导高频电流的频率范围为15KHZ-50MHZ。

四、抑制直流电源电磁辐射的方法

1、利用跟随电压抑制器件抑制脉冲电压

电压抑制器内的介质具有吸收脉冲功率的作用，能吸收数千伏安的脉冲功率，当处于反向应用条件时，若一个高能量的脉冲带来会将阻抗将至非常低，同时让大电流通过，将电压箝位在预定的电压值上。利用跟随电压抑制器的这一特性，脉冲电压被吸收，使计算机通信与控制系统也减少了脉冲电压带来的负面影响。

2、使用无感电容器抑制高频感生电流

俗称“隔直通交”是电容器的基本特性，一般都会在集成电路的电路芯片电源以及地之间连上一个无感电容，可以把感生电路引导到地，以此起到了消除感生电流的目的，将感生电流的影响化解，对集成电路的芯片不造成什么影响。

3、利用陶瓷滤波器抑制由电磁辐射带来的影响

陶瓷滤波器是由陶瓷电容器和磁珠组成的T型滤波器，在一些比较重要集成电路的电源和地之间连接一个陶瓷滤波器，会很好起到抑制电磁辐射的作用。

五、防止信号在传输线上受到电磁幅射的方法

（1）在计算机通信与控制系统中使用磁珠抑制电磁射。

磁珠主要适用于电源阻抗和负载阻抗都比较小的系统，主要用于抑制1MHZ以上的感生电流所产生的电磁幅射。选择磁珠也应注意信号的频率，也就是所选的磁珠不能影响信号的传输，磁珠的大小应与电流相适宜，以避免磁珠饱和。

（2）在计算机通信与控制系统中使用双芯互绞屏蔽电缆做为信号传输线，屏蔽外界的电磁辐射。

（3）在计算机通信与控制系统中采用光电隔离技术，减少前后级之间的互相影响。

（4）在计算机通信与控制系统中要使信号线远离动力线；电源线与信号线分开走线。输入信号与输出信号线分开走线；模拟信号线与数字信号线分开走线。

六、防止司服系统中执行机构动作回馈的方法

6.1RC组成熄烬电路的方法

用电容器和电阻器串联起来接入继电器的接点上，电容器C把触点断开的电弧电压到达最大值的时间推迟到触点完全断开，用来抑制触点间放电。电阻R用来抑制触点闭合时的短路电流。

6.2利用二极管的单向导电特性

二极管加电阻与负载并接起来，当切断电源的瞬间，由于反电动势产生的电流，流过与负载并联的二极管，并在负载电阻上消耗掉感应负载所产生的能量，这种结构的电路一般要求二极管的反向电压为电源电压的10倍以上。

七、结束语

计算机通信与控制系统的可靠运行需要从设计之初就开始处处留意，后期可以使用一些设备和元件来消除一些影响因素。总之计算机通信与控制系统的可靠运行关乎了控制的精确，以及通信的精确，这两项是这个系统的关键内容，需要特别注意。

参考文献

直流稳压电源设计思路范文篇8

[关键词]变电站通信电源过电压保护

中图分类号：TM121.1.3文献标识码：B文章编号：1009-914X（2015）46-0010-02

引言

变电站通信电源系统的过电压表现为雷击放电过程、开关操作过程和静电放电过程产生的过电压。随着电网的发展，郊区变电站的建设也更加普遍，雷击放电过程、开关操作过程等产生的过电压对变电站的影响愈加突出，通信电源过电压损坏的情况不断增加[1]。因此，采取合理的过电压保护措施，减少变电站通信电源系统因过电压造成的损坏，成为了亟待解决的问题。

本文基于雷电过电压和非雷电过电压综合保护的思想，设计了一种采用两级压敏电阻保护的方式，并进行了相关的理论研究。

1.原理

1.1系统原理

变电站的电源进线一般有两路市电输入，两路输入经ATS开关后进交流配电箱。交流配电箱的一路输出进通信电源，经AC/DC整流后，通信电源的直流输出通过直流配电开关给通信设备供电，其原理如图1所示。

1.2雷电过电压保护

文献[2]规定通信设备必须配置防雷装置，并能承受相应的电压和电流冲击；文献[3]规定了通信电源设备应能承受的模拟电压和电流冲击，与户外低压电力线相连接的电源设备入口处应符合3级（冲击电流幅值≥20kA）要求。

因此，变电站电源设备的防雷设计要求为：①冲击电压峰值5kV，通信电源设备应能承受模拟冲击电压波形为10/700us；②冲击电流幅值≥20kA，模拟冲击电流波形为8/20us。

1.3非雷电过电压保护

通信电源系统的非雷电过电压，是指因电气设备的开关操作过程和静电放电过程而产生的过电压。过高的电压可通过直接耦合、电感耦合及电容耦合进入通信电源，这类过电压在常规的通信机房内产生概率较低，而设在偏僻郊区的变电站内发生概率较高[4]。其特点是：①过电压的幅值不高，一般在额定电压的1.3～3倍之间；②过电压持续时间不定，但持续时间较长时，可能使电气设备损坏。

设计通信电源的非雷电过电压保护，基本要求是当电源进线出现以上过电压时，保护装置应可靠动作，使电源设备免遭损坏。

1.4主要问题

变电站通信电源系统的过电压保护设计存在的主要问题是：

（1）防雷保护的各级设计一般由多个厂家完成，各级保护之间的配合较少。如各级保护一般不加解耦电感，使用电缆的长度不满足要求等；

（2）在防雷保护的压敏电阻上没有温度保护，当压敏电阻因老化而绝缘降低时，可能会出现压敏电阻烧损、线路烧损，严重时可能会引起火灾；

（3）在防雷保护压敏电阻的输入端没有设置合适的保护开关，当线路出现持续时间较长，过电压数值较低，压敏电阻泄漏电流无法使保护开关动作时，同样会出现压敏电阻烧损、线路烧损，严重时可能会引起火灾等现象；

（4）对于非雷电过电压保护，许多厂家采用电源模块内部保护的方式，即在PCB板上安装小容量压敏电阻。其危害是在过电压发生时，会使压敏电阻和PCB板一起烧毁，达不到预期的保护效果；

（5）没有交流稳压器，电网电压不稳。因操作过电压严重，烧损保护电路中压敏电阻的现象也时有发生。

2.设计

变电站通信电源系统过电压保护设计的目的，是保证电源系统在发生雷电过电压及非雷电过电压时，保护电源系统免遭损坏。

2.1过电压保护元件

过电压保护经常使用的保护元件有放电间隙、压敏电阻、抑制二极管等，典型的三级过电压保护电路如图2所示。

充气放电器及空气火花间隙放电器是一种放电能力极强的过电压保护器，其缺点是剩余电压较高，一般用于变电站通信电源进线的过压保护。

压敏电阻是一种具有非线性伏安特性的电阻器件，当过电压出现在压敏电阻的两极间，其可以把过电压箝位在一个相对固定的电压值，从而实现对后级电路的保护[5]。压敏电阻可输导40kA、8/20脉冲电流，响应时间在毫微秒级，特别适用于电源系统的输入过电压保护，其缺点是易老化、电容较高。

抑制二极管在电源电压正常时不工作，在有瞬间高压脉冲时，可吸收瞬间大电流而箝位在比工作电源略高的电压上以保护后级电路，响应时间在微微秒级，其缺点是吸收能量小，额定电压较低，一般用于PCB板控制电路的过电压保护。

2.2过电压保护设计

变电站通信电源综合过电压保护的设计思想，是将变电站通信电源的雷电过电压保护、非雷电过电压保护一体化，保证在出现雷电过电压、非雷电过电压时，通信电源可以得到有效的保护。变电站通信电源系统综合过电压保护的电路原理如图3所示。

当变电站内出现非雷电过电压时，图3中的两极过电压保护可以使过电压得到有效的限制。当过电压持续时间较长时，电路中的两级压敏电阻串联的熔断器可以熔断，避免一般避雷器可能烧毁的危险。

图3综合过电压保护原理电路

在变电站通信电源综合过电压保护器中增加了温度告警接点和保护熔断器熔断指示及告警输出。温度告警接点用以提示压敏电阻已经老化，熔断器熔断接点可以提示压敏电阻动作。

如果二级压敏电阻动作，保护熔断器熔断。这时解耦电感上较高的感应电压会烧毁电源模块内的电子元件，因此将熔断器串于供电回路中，可以起到隔离保护的作用。

3.结论

针对现行变电站的特点，提出了变电站通信电源系统的综合过电压保护思想，并设计了合理的电路拓扑，该设计的目的是解决当前变电站过电压保护存在的诸多问题，如压敏电阻烧毁问题及压敏电阻与保护开关的配合问题，故障隔离问题等。变电站过电压保护一体化，可以提高过电压保护范围、降低过电压保护成本，且便于过电压保护动作元件更换。对于电网电压波动范围较大的情况，可以考虑安装宽输入范围的稳压器，从根本上保护电源设备，减轻变电站通信电源系统过电压保护故障的维护工作量。

参考文献

[1]杜林，李欣，司马文霞，席世友，杨庆，袁涛.110kV变电站过电压在线监测系统及其波形分析[J].高电压技术，2012，03：535-543.

[2]YD/T944-1998《通信电源设备的防雷技术要求和测试方法》，1998年5月.

[3]GB/T13722-92《移动通信电源技术要求和试验方法》，1993年6月.

直流稳压电源设计思路范文篇9

关键词：稳流；开关电源；控制系统；PSpice

在实际的应用过程中，很多的电气设备都对电源提出了稳流的要求。而在进行稳流的过程中，传统的稳流电源一般都是通过利用线性电源或者是相控电源来达到目的，存在着效率低、体积大、响应速度跟不上、对电网污染大以及可靠性较差的特点。下面将PWM电源控制器UCC3895对中、大功率全桥移相软开关控制的恒流型开关电源的控制系统进行设计，并利用电子仿真软件——PSpice进行仿真分析。

全桥移相PWM电源控制器属于一种应用范围极为广泛且能够很好的胜任较高直流电压、较大输出功率，同时还需要将电源与负载完全隔离开来的电源变换器。该种拓扑可以通过利用功率开关的结电容以及变压器的漏感形成谐振，进而实现零电压开关的目的。整个过程中不需要附加其他的设备，不会增加电路的设计成本，而且能够保证其具有较大的开关范围。同时，由于传统稳流电源一般都采用单环反馈的方式进行控制，在提高开关电源性能指标方面具有一定的局限性。因此，在这里采用双闭环控制的方式，不但建立起开关电源的小信号模型，而且还给整个反馈环电路设计一个有效的补偿网络，选用UCC3895作为主控制芯片，最终实现双闭环稳流型开关电源控制系统。

1稳流型开关电源的基本原理

采用的双闭环稳流型开关电源的系统整体示意图如下图1所示。其中，三相交流输入在通过不可控整流桥、全桥逆变，高频降压以及二次全波整流和滤波之后，得到了应用过程中需要的直流输出。同时，该系统当中采用了频率为20KHz的整流器。其中的MOSFET能很好的适应高频、中小功率的应用场合，而且主电路都采用了IGBT作为主功率开关。该系统当中的副边输出整流结构没有采用传统的全桥整流，而是采用全波整流，这能很好的适应低压大电流的情况。

该双闭环控制电路的设计思想是：将电流反馈环作为电路的外环，而将电压反馈环作为电路的内环，之后利用之将输出电流转化成为电压，再将放大器正相端的电流基准与反相端进行对比，将两者的输出送至UCC3895的运算放大器中，将之作为控制器正相端的基准电压，再次与反向端的输出电压获得的采样信号电压进行对比，将输出的信号送到芯片内部的比较器，将之与三角波进行对比，最终得到以方波形式表现的占空比变化，实现对全桥变换器的控制。

2全桥移项PWMDC/DC变换器闭环小信号系统模型

为了有效的避免主电路给控制电路信号带来的干扰，应该将主电路与控制电路进行电气隔离，同时满足控制精度的相关要求。在应用中、大型移相全桥DC／DC电源变换器的电路当中，应该采用霍尔电流传感器，将之直接串接在逆变主变压器的原边、输出滤波负载支路以及直流输入母线的返回端的支路上。但是对于那些对于电源的稳流特性高的恒定电源而言，电流传感器最好设置在负载支路上，这样可以有效的提高当负载扰动存在时依然可以实现较灵敏的响应速度。而在进行电流采样时，当设置在负载支路之上时，电流源型移相全桥DC／DC变换器小信号闭环系统的结构示意图如下图2所示。

3稳流源控制系统设计

3.1电流源型闭环小信号控制系统调节元件参数设计

由于电流源型闭环小信号控制系统属于二阶系统，并且其输出的滤波参数LC一般较大，其频率参数则较低。这时，系统在频率中段以-40dB/dec的斜率穿过零分贝线。假若采用的是PI调节元件，那么可以通过减少稳态误差来实现；若想增加系统的响应速度和灵敏度，则可以增加比例系数来实现。但是，这样将使得系统不够稳定，导致系统的控制能力下降。为了确保系统达到性能基本稳定、动态性能达到要求的目的，在保证控制系统幅频特性的基础上，利用PID调节元件来实现这些要求。这里假设PID调节元件的传递函数是：

其中：、、分别表示比例系、积分校正以及微分校正中用到的时间常数。

中包含有两个零点需要确定，根据开环的波德图，其中的一个零点应该设置在滤波过程中的谐振角频率处，此时；而另外一个零点应该设置在上一个零点的1/3角频率处，也就是处。此时，，而

而比例系数K则可以根据波德图进行对应的调整，确保系统在稳定的情况下尽量增加其整体相应速度。

3.2稳流电源控制电路设计

UCC3895属于一种全桥移相的PWM电源开关控制器件，其功能较为完善，能够自适应死区的功能和软启动/关断的基本能力，能够较好的实现对全桥主电路的软开关工作控制。此处将该芯片作为稳流电源的控制器，包括对时钟和锯齿波的形成、电气隔离、电压电流采样等控制子模块，对输出电流进行采样反馈之后形成闭环电流。同时，在对输出电压及其母线电流进行采样之后，可以完全实现对过流、过压现象的保护，其控制电路图如下图3所示。

在图3中，自适应死区的延时功能将和ADS、CS以及DELAB、DELCD等信号针脚的设置相关，其处于最大延时模式时，为开路，这时，，而ADS针脚的电压为，两桥臂的极限死区时间分别为：，。

在图3中，表示负载电流检测电路的输出电压，而、分别表示输出电压和母线电流在采用隔离电路后的电压和电流，这样可以满足工业现场对于电流源的输出特性的要求，且实现对过流与过压的保护作用。

4稳流型开关电源控制系统仿真

这里采用PSpice电子仿真软件对上述设计的控制系统进行仿真。仿真过程中将扰动模拟为：t=2.5ms时输出电压从500V下降至400V，而当t=4ms时，系统的负载电阻R从40Ω下降到20Ω，其具体的仿真结果如下图4所示。其中，曲线1和2分别表示调节器的输出电压值以及输出滤波的电感电流的波形图；而曲线3和4则表示以及输出电流的波形。

通过仿真结果的分析，以小信号模型为基础设计的控制器能够在电源电压扰动较大以及电源自身启动扰动的情况下稳定的工作。当负载突然变化时，系统可能出现不稳定的情况，导致调节元件出现输出极值的问题。但是，依然可以通过利用PWM控制器对电路的固有限幅特性进行调节，能够使得系统从非线性控制状态进入到线性的控制状态，基本实现对电源的技术要求。

5结束语

开关电源广泛应用于工业自动化控制、电力电子设备及其它多个领域。随着电力电子技术的高速发展，其发展也将趋向于高频、高可靠、低功耗、抗干扰和模块化。本文浅谈了稳流型开关电源的控制系统，对其电路组成以及数学模型进行了分析和研究，虽然稳流型开关电源应用相对没有稳压型开关电源广泛，但伴随着更多领域中的需求，其作用也是不容忽视的，其优点也将更广泛地得到认识与应用。

参考文献

[1]蔡子亮，方波.稳流型开关电源控制系统研究.电力自动化设备，2007（8）：69-72.

[2]张冬梅，杨苹，刘军，等.基于UC3875的双闭环控制稳流型开关电源.微计算机技术，2009，25(7-1)：127-129.

直流稳压电源设计思路范文篇10

浙江万里学院郑健儿祝丽

【摘要】本文介绍的是两轮电动小车自动平衡控制系统的电路设计方案，控制系统包括K60单片机主控模块、电源模块、电机驱动模块和传感器模块，文章阐述了直立小车控制电路的具体设计方法。

【关键词】两轮直立车;控制系统;电路设计

引言

随着科学技术的发展，民众的生活水平也日渐提高，两轮直立车将会越来越受大家的喜欢。本文结合大学生飞思卡尔智能车竞赛项目，介绍了一种直立小车控制系统电路设计的方案，小车由两个直流电机作为驱动，通过速度编码器、加速度计和陀螺仪等传感器来检测车身的运动状态，通过单片机的信号处理实现小车自平衡状态。

1.系统控制任务分析

两轮直立小车控制系统的控制任务可以分解成以下三个方面[1]：（1）车身平衡控制：通过两个电机正反向运动产生的回复力保持车身直立平衡状态;（2）行进速度控制：通过改变车身的前倾角度从而改变电机的转速，来实现小车行进的速度控制;（3）小车方向控制：通过控制两个电机之间的转动差速实现小车转向的控制。

三个分解后的任务虽然可以通过单片机独立进行控制，但由于最终都是对同一个控制对象（两个电机）进行控制，所以它们之间又是相互关联和协调工作的。根据小车自动平衡控制的需求，系统电路需要单片机主控模块、电机驱动模块、电机转速检测模块、车身倾斜度检测模块、车身运动状态检测模块和电源模块等几部分电路构成，控制系统的框图如图1所示。

图1直立小车自动平衡控制系统框图

2.系统硬件电路设计

2.1稳压电源模块

小车用7.2V锂电池供电，根据各模块电路的需求，整个系统需要使用的电源电压有5V和3.3V两种。直流稳压电源常用的有串联型线性稳压电源和开关型稳压电源两大类，线性稳压电源具有波纹小、电路结构简单的优点。此5V的稳压选用LM2940稳压芯片，3.3V稳压选用AMS1117芯片设计。具体电路如图2所示。

2.2直流电机驱动模块

小车的直立平衡和行进、拐弯等运动完全由两个电机的速度和转向来决定，在控制系统中电机的加减速和正反向运动是由单片机输出的PWM信号来控制的，但由于一般单片机I/O口输出信号的电流较小，不能直接驱动直流电机，通常需要搭建H桥电路或用专门的驱动芯片来实现。BTS7970是一款性价比较高的电机驱动芯片，其驱动能力和响应速度都能满足控制要求。一块驱动芯片只能提供电机一个方向的PWM控制信号，因此需要用四片BTS7970驱动芯片来驱动两个电机。小车上安装有测速编码器，通过速度的反馈，再经过单片机PID算法输出相应的PWM信号，对电机的转速进行有效调节，从而控制小车的运行状态。单个电机的驱动电路原理图如图3所示。

2.3传感器检测电路设计

为保证小车的直立平衡控制，需要对车身的运动状态进行监测。系统选用ENC-03陀螺仪传感器和MMA7361加速度传感器二合一的模块，实现对小车车身状态的实时监控。该模块自带有硬件滤波功能，由该模块的J口直接输出小车的角度值，不用通过角速率对时间的积分来获取，也就是说软件方面我们只需要对采集回来的角度信号进行简单的处理，就能得到相应的角度变化，该模块的X口输出的是实时的角速度值，采集回来的数据经过简单的处理就能得到相应的角速度变化。角度数据采集的准确与否，直接关系到直立环节的直立效果，而在直立环节，速度环节，转向环节中，直立环节又是另外两个环节的基础，所以角度数据采集显得尤为重要。传感器模块的电路原理图如图4所示。

2.4系统主控制器

控制系统的主控制器选用飞思卡尔公司的MK60DN512VLQ10单片机，该单片机是一款高性能的32位处理器。利用该单片机内置的A/D转换模块以及PWM模块、TIM定时器模块、PIT周期性中断定时器等模块。由单片机采集加速度传感器和陀螺仪的信号以及对这些信号的处理和相关运算，将PID运算的结果传递给PWM模块，最后由PWM模块输出信号控制电机的转速及转向以使小车保持直立，并能按一定路径自动行驶。

3.系统主要功能的软件设计

3.1平衡控制算法

PID算法是自动控制系统经典的理论，小车的平衡控制在软件部分处理时用到的是PD算法，系统直立控制的输入为系统倾角angle和角速度angle_dot，在直立控制函数中，把系统目标倾角减去系统实际倾角，得到系统倾角的误差，把此误差乘以直立控制的P参数，把此乘积直接作为电机的PWM输出，使系统向倾角误差减小的方向运行，以实现系统倾角的闭环控制[2]。另外，由于P参数过大后会导致系统超调而产生系统震荡，甚至使系统失去控制。为了抑制这种震荡，再引入D参数，把D参数直接乘以系统角速度，再与P参数与角度误差的乘积相加，即可实现抑制系统震荡的效果[3]。具体函数代码如下：

angle_err=pid_Angle.SetPoint-angle;

angle_pid_out=pid_Angle.Proportion*angle_

err+pid_Angle.Derivative*（-angle_dot）;

3.2小车速度控制

要提高系统运行的稳定性，速度的控制也非常重要。速度控制的软件部分采用了增量式的PID算法，增量式PID的优点是只需计算增量，当存在计算误差或精度不足时，对控制量计算的影响较小，这非常适用于像小车这种大动态、容易产生检测误差的环节[4]。P参数保证系统反应的灵敏度，I参数保证速度控制的精度，D参数抑制速度控制的超调现象[5]。

以下是速度PID控制的具体函数代码：

intIncPIDCalc（intNextPoint）

{

registerintiError，iIncpid;

iError=sptr->SetPoint-NextPoint;

iIncpid=sptr->Proportion*iError-sptr->Integral*

sptr->LastError+sptr->Derivative*sptr->PrevError;

sptr->PrevError=sptr->LastError;

sptr->LastError=iError;

return（iIncpid）;

}

4.结语

采用飞思卡尔K60单片机设计平衡小车控制系统，不仅采集效率高，而且传输速度快，控制实效性好。同时该系统还具有简单易用、小型、可靠等优点，对一般工业控制系统的设计有一定的指导和借鉴作用，在两轮直立车飞速发展的今天具有非常广的应用前景。

参考文献

[1]卓晴，黄开胜，邵贝贝.学做智能车：挑战“飞思卡尔”杯[M].北京：北京航空航天大学出版社，2007.

[2]尹怡欣，陶永华.新型PID控制及其应用[M].北京：机械工业出版社，1998.

[3]冯智勇，曾瀚，张力，等.基于陀螺仪加速度计信号融合的姿态角度测量[J].西南大学学报（自然学版），2011，36（4）：137-141.

[4]谢世杰，陈生潭，楼顺天.数字PID算法在无刷直流电机控制器中的应用[J].现代电子技术，2004，27（2）：59-61.

直流稳压电源设计思路范文篇11

关键词：谐波有源滤波器检测补偿抑制研究

中图分类号：TM5文献标识码：A文章编号：1674-098X（2015）09（a）-0001-02

1谐波的来源、危害及补偿技术

1.1谐波的来源

社会经济推动社会需求，社会需求推动科技发展，科技发展应用于生产生活，与电力相关的电子设备大量的应用，导致了大量的谐波污染，降低了电网系统中的电能质量。谐波的产生从根本上来说就是能量转换不完全、不稳定导致的，按电能输送阶段不同可由以下3个原因产生。

（1）在输送端电源侧，由于发电电源自身三相绕组的构造或其他原因导致的，三相绕组不存在绝对的平衡，造成电能初始就夹杂谐波分量；新能源的利用，采用分布式电源接入配电网带入谐波分量。

（2）电源输送中，为了减少电能损耗，采用升压方式从电源侧升压降压过程中经过变压器线圈能量转换时产生。

（3）配电网负载侧，非线性负载的使用产生大量的谐波：重工业生产中采用大量的高能耗电弧炉、变频调压装置；高速发展的电气化铁路采用的单相交流整流动力的车体；在居民家用电器中，大量使用的电冰箱、变频式空调、智能式自动洗衣机、微波炉、电烤箱等等。

1.2谐波的危害

电网系统谐波的存在，严重降低了电能质量，影响生活生产对电力的使用。其危害主要有以下几个方面。

（1）谐波对电力输送造成的危害。

利用集肤效应节省线路材料、降低电能损耗的原理来进行电能输送。当线路中存在大量的谐波时，会产生多余的有功损耗。相比较基波电流，虽然谐波分量只占了少量，但是由于集肤效应，频率越高，谐波分量越靠近线路表层，造成谐波电阻高于基波电阻，因此谐波所引起的额外线损也不可忽视。

（2）谐波对电网数据监控的影响。

目前电能计量逐步采用智能电表，谐波将会造成保护装置的误动或者拒动，并使测量分析仪表和电能计量出现较大误差，不利于实时采分析数据。

（3）谐波对电机和变压器的危害。

电机与变压器其主要构成部分是铜制线圈及铁芯，谐波在能量转换中是多余的存在，造成变压器附加损耗，增加设备的运行压力，影响设备内部稳定。高次谐波经过电机与变压器时，会引起设备的局部过热，产生严重的噪声，当设备长时间处于高次谐波运行状态下，将加速设备的老化，降低其绝缘性，影响设备的使用寿命，出现不可预知的事故。

（4）谐波对通信系统的干扰。

为了实时监测及控制电网系统，当前的网架建设对于电力通信系统的精密性有很高的要求。电流附近存在电磁场，若通信线路与线路中的谐波分量产生了能量联系，将会造成通信信号畸变，伴随严重的噪声；目前配电网中10kV线路，村庄居民通信线路同杆架设，配电网中的谐波分量会干扰通信信号，产生噪声，严重时使信号失真或丢失，使得居民通信系统无法正常工作。

1.3谐波抑制补偿技术

（1）主动型谐波抑制技术：主动型谐波抑制技术针对谐波源，改变其构造，从根源减少谐波的产生。在主动型谐波抑制技术上的应用，虽然还不能将谐波完全消除，但是在某些领域已经得到尝试，并取得了成功。例如在重型工业领域，整流器大量使用平滑波形达到减少谐波的目的；三相整流变压器则采用改变内部接线的方式（Δ/Y或者Y/Δ的接线），直接消除3的整数倍次谐波；采用PWM脉冲调制方式，在所需的频率周期内，将交流电压按照等幅不等宽的原则转化为直流输出来实现抑制谐波的目的。

（2）被动型谐波抑制技术：被动型谐波抑制技术分为有源滤波与无缘滤波技术，当前这两种技术都普遍被采用，主流趋势是采用效果更好的有源滤波技术。无缘滤波主要是利用电容电感原件的谐振特性来达到消除谐波的效果，这种技术实现起来硬件结构简单，投资相应较少，谐波理论研究初期主要采用该方式，这种方式受硬件约束，固定不变，不能很好的随电网实际动态来消除谐波，在谐波与硬件系统发生谐振时容易烧毁设备，造成事故；有源滤波硬件结构较为复杂，在数字控制技术、导体控制材料技术与电子芯片的飞速发展中，结合软件驱动，很好的达到了动态消除谐波的目的。这种滤波方式结合不同的控制及检测算法能达到很好的效果，其补偿效果精确、有效，缺点就是成本高。

2配电网中谐波监测

2.1特定次谐波的监测及傅里叶算法原理

傅里叶检测算法的前提条件：信号能以连续形式呈现出来并能由检测系统捕捉采集到，无论波形如何都可以分解为不同频率数个正弦波的叠加信号。傅里叶算法实质上就是将这些不同频率的叠加信号根据正弦波特性拆分出来，以频率为序将正弦波重新排列，更加直观的看出频率、幅值及相位。

传统傅里叶检测算法的基本原理：在信号采集电路中，设定固定频率的脉冲控制采集周期，将采集到的模拟信号离散化处理为数字量，将检测到的数字量信号进行傅立叶变换，根据傅里叶定义表示各次谐波的频率、相位及幅值。

2.1.1FFT检测法的数学基础

将离散傅里叶（DFT）原理应用在信号分析中，具有重大的意义。在研究分析过程中，傅里叶算法可以实现对信号在频域范围内频谱的估计和观察分析，为信号后续处理做出重要的基础。对于多点的信号检测，傅里叶（DFT）算法缺陷十分明显，每增加一个采样点，计算量将会多2N+2次复数乘法和2N-2次负数加法；换种解释，计算N个点，需要N2复数乘法以及N2-N次复数加法。在采样计算少数点的情况下，无多大影响；在采样点增加到一定数值的时候，计算量会几何倍数增长，对于芯片运算能力要求更高，且使得检测结果由于时效性变得无意义。

2.1.2FFT的物理特性

在进行物理研究时，波形基本以正弦波为基础单位，它相对简单且组合特性较强。

（1）信号分析特性分析：离散形式的傅立叶的物理系统内，由于频率不变的性质，系统对于复杂激励的响应可以通过组合其对不同频率正弦信号的响应来获取。

（2）运算：在微分中就运算中基本函数为正弦基函数，可以将线性微分方程的运算过程转换为常系数的代数方程的求解。

（3）算法特性：傅立叶变换是线性算子，在特定情况下还是酉算子。

（4）正反运算的关系：傅立叶变换的逆变换容易求出，而且形式与正变换非常类似。

2.2基于快速傅立叶变换（FFT）的谐波检测法

根据对检测结果要求的不同可以分别以精确性或者实时性为主，来采用相应的检测算法。若对后续谐波需进行补偿，或者进行特定研究，大致分为两种：针对特定次谐波研究分析或者进行补偿和补偿所有谐波。前者在运算中在算出谐波后，根据需要进行筛选分析，设备补偿使用中，补偿效果更确定；后者作为一种全补偿形式需要傻瓜式运算，控制可控半导体进行逆变补偿，缩短了设备使用的寿命。

前者主要采用FFT算法进行分析研究，电网中电流信号具有周期性，满足FFT运算前提条件；后者主要采用瞬时无功功率算法进行运算分析，方便与补偿控制理论组合进行谐波补偿。两种算法进行简单比较，可以发现：瞬时无功功率算法在总的补偿过程中精确度和实时性更加平均；FFT算法更具针对性，直接显示各次谐波的具体数值（幅值、相位和频率），例如低压配网中的三次谐波，大量的三次谐波足以烧断中性线；电气化铁路中，采用特定次谐波对设备进行故障识别等等，FFT检测算法不可缺少。

2.3FFT改进算法

栅栏效应，也称栅栏现象，电流信号的连续模拟量可以看做按一定时序的无数数字量组成，在采集周期频率确定的情况下，有可能造成采集的数值是不需要的或者没有采集到实际需要分析的数字量。简单地说，就像有障碍物遮挡视线，失去观察视角，看不见特定的景象。频域中直接采样，栅栏效应更加明显，甚至造成电流信号的失真，使检测结果变得没有意义。因此FFT检测算法先在时域中进行采样，再转为频域分析来减少栅栏效应的影响。

弄清楚了栅栏效应的概念，很容易想到最基本的解决方法：提高采样频率，即分辨力，最大程度上减少关键采样点的遗漏。但是这种思路，同时增加了计算工作量。如何平衡解决栅栏效应和计算量的矛盾，是FFT检测算法的关键之一。

3配电网谐波补偿控制

3.1基于瞬时无功功率谐波检测法

有源滤波器中检测环节较多的采用基于瞬时无功功率理论的谐波检测法，这种检测方法细分为两种：ip-iq法和p-q法。主思路都是在简化计算量上采用坐标转换法，将三相电压坐标值经过转换变为两相a、β坐标，简化了谐波的计算，该理论已经在三相电路检测电流中得到了应用与证明。

3.2控制方法

当APF有源滤波器检测电路，以ip-iq法检测得到谐波电流后，控制APF补偿电流发生电路，实时、准确的跟踪补偿电流指令信号，控制可控半导体开断，逆变得到补偿谐波。检测环节已经进行仿真研究，这里控制环节由APF输出补偿电流的控制和APF直流母线的控制组成。

补偿电流的控制：根据检测到的谐波电流信号，采用特定的比较处理方式，跟踪谐波电流信号，得到补偿电流的PWM指令信号。实时控制逆变电路中可控半导体的通断产生反相、幅值相位一致的补偿电流信号。目前研究的控制方式主要有：滞环比较控制方式、无差拍控制方式、重复控制、三角波控制方式、空间矢量控制方式、滑模控制方式、人工神经网络控制等。本章主要在补偿控制环节主要采用三角载波控制比较方法。

（1）三角载波控制方法，三角载波控制：瞬时线性脉冲比较的控制方法。先将采集检测到的电流实际信号与理论电流值进行做差得到误差控制信号，再与设定的高频三角载波信号进行实时比较，以交汇点处得到脉冲信号控制逆变电路可控半导体的控制信号，把ic控制在最小范围内是这种控制算法的核心思路。

（2）直流侧电压的稳定控制原理，直流侧电压控制也是有源滤波器关键技术之一，直流侧电压不加以控制，长时间运行会导致直流侧电压不稳定，可能造成半导体控制开关功率器件或者直流侧电容升温、损坏，直流侧电压是产生补偿谐波电流的电源基础，为使逆变器正常工作，达到补偿器所要求的补偿效果，必须使直流侧电容电压维持足够高以保证补偿器在没有输出补偿电流时各桥臂二极管的反向偏置，在进行动态补偿的任何瞬间能根据参考电流输出所需的补偿电流。有源滤波器要稳定的运行，必须要保证直流侧电压的稳定。

（3）PI仿真分析，依据上述理论分析，对直流侧PI闭环控制进行仿真分析，仿真参数如下：

①直流侧电源电容C取值为3000μF，直流侧电压设定值为800V；

②网侧电压Us取值为220V；

③网侧交流电路连接电感取值为2.5mH，APF的等效阻抗为0.3Ω；

④有源滤波器实际直流侧电压，控制直流侧电压在限定范围内，ΔUdc通过PI后形成IP，设IP=KpΔUdc，当ΔUdc=10V时，IP=10Kp。

3.3APF整体仿真实验研究

为了验证文中提出的电流控制方法的正确性和可行性，在仿真软件matlab环境下对该方法进行了仿真试验。

仿真系统器件的仿真参数为：

（1）系统检测环节采样频率为9.6KHz；

（2）电源电压380V，工频50Hz，系统总电阻为0.6Ω，不计电抗；

（3）非线性负载：三相不控整流桥带电阻负载，Rd=24Ω；

（4）直流母线电压设定值为1200V，滤波电感为3mH。

4结语

该文围绕着电力有源滤波器的一些关键技术包括谐波电流检测、电流跟踪控制、直流侧电压控制、主电路参数选择等问题展开了研究和讨论。针对目前电力有源滤波器有待完善一些关键技术和存在的一些问题，指出了有源滤波器将来的发展趋势。对电力有源滤波器在补偿过程中所有环节从理论进行了详细的研究分析，主要包括：瞬时无功功率检测法、三角载波控制法以及直流侧PI电压稳定法。以谐波补偿抑制为目的，这里检测阶段采用瞬时无功功率检测法进行检测，与补偿控制算法相配合，得到精确度与实时性能更好的补偿效果，给出了仿真结果。讨论了功率器件、驱动模块的选择，然后设计了硬件保护电路。最后论述了基于TMS320F2812平台的控制部分的实现。通过实验，验证了该文所设计的有源滤波器在谐波抑制方面的有效性。

参考文献

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[2]徐政译.电力系统谐波―基本原理、分析方法和滤波器设计[M].北京：机械工业出版社，2003.

[3]王兆安，杨君，刘进军，等.谐波抑制和无功功率补偿（第2版）[M].北京：机械工业出版社，2005.

直流稳压电源设计思路范文1篇12

我们有幸得到深圳王秀军先生的帮助，并获得了他手中的国内第一批仿制的DM500S资料，在此，我们进行一次不同生产时期DM500S所用器件变化的对比。图24是王先生手中的国内第一批仿制机(以下称A机)主板图，图25是笔者手中的07年仿制DM500S(以下称B机)主板图。

图24和图25中圆圈所表示的含意是两主板对比中所发现的明显差异。两主板差别分述如下：

(1)时钟振荡器：

A机主板所用IC型号为MK2727，晶体频率13.5MHz。见图26。MK2727是压控晶体振荡器专用芯片，芯片内置有压控晶体振荡电路、锁相环（PLL）频率合成电路和缓冲整形电路。MK2727与13.5MHz晶体谐振器通过芯片内PLL倍频构成输出频率为27MHz的VCXO压控晶体振荡器。在MK2727的控制电压输入引脚，通过调整其外加电压，可使晶体振荡器输出频率、相位随之改变。一些厂商生产的DM500仿制机也有采用T73227和27MHz晶体构成输出频率为27MHz的VCXO压控晶体振荡器，但T73227性能比MK2727稍低，其价格也略低。

B机主板所用IC型号为74HCU04，晶体频率27MHz。74LVC04是高速、低压CMOS六反相器逻辑芯片，芯片中的一个反相器与晶体谐振器构成27MHz晶体振荡器。

点评：74HCU04的价格远远低于MK2727和T73227，其构成的晶体振荡器没有电压控制能力，其输出频率不可避免地随看环境温度、器件老化等因素而造成振荡频率漂移。当频率漂移超出一定的范围将会带来图像失色、马赛克等故障。

(2)DC-DC3.3/5V开关稳压电源：

A机主板所用电源芯片型号为LT1940，LT1940是降压型开关稳压器，该芯片具有宽输入电压范围，可输出双电压、最大负载电流1.4A、开关工作频率1.1MHz。见图27。

B机主板所用电源芯片型号为两片ACT4060，分别构成3.3V和5V两个降压型开关稳压电源。ACT4060最大输出电流2A、开关工作频率410kHz。见图28。

点评：ACT40604的价格远远低于LT1940，但目前尚未发现ACT4060构成的稳压电源有任何不良表现。不过从另一个角度看，ACT40604的开关频率是410kHz，低于LT1940开关频率，这样对功率电感的要求可降低一些。

(3)音频DAC：

A机主板所用DAC型号为WM8761，见图29。WM8761是高品质的24-bit/192kHzStereoDAC，其基本参数为：-100dBSNR，-90dBTHD，DACSamplingFrequency：8kHz-192kHz，可见技术指标是相当不错的。

B机主板所用DAC型号为PT8211，如图30。PT8211是16-Bit双声道DAC，技术参数：-68dBSNR，技术指标相当一般，多用于低档FTADVB接收机中。

点评：真是便宜没好货。好在DM500S还有S/PDIF光纤接口，想要高音质可以用外置DAC解码器。

(4)2.5VLDO线性三端稳压器：

A机主板所用2.5V电源LDO型号为LT1117。

B机主板的2.5V没用LDO线性三端稳压器，利用一只二极管的正向压降从3.3V电源取得。

点评：LDO三端稳压器是利用模拟串联调整技术对不稳定的输入电压和变化的负载进行控制和响应，使其输出电压稳定的模拟稳压集成电路器件。本质上是一个有自带基准电压输入的功率比例放大器。以仅有三个端子（输入端、公共端和输出端）得名。具有：元件少、使用简单方便，保护比较完善（过流、过压和过温保护）等特点。而二极管的正向压降是由它的正向导通内阻决定的，但它的等效内阻是一个曲线，并不是像纯电阻一样的，即使是在导通状态下，其内阻也不都是一条直线。当电源电压变大时，电流升高，其正向压降会相应升高一些。当使用二极管代替LDO，则线性稳压电源的线性(电压)调整率、负载调整率及电源(纹波)仰制比等稳压电源基本指标就全都无从谈起了，如此电源的品质可想而知！

省钱不是这样省的，实在是不知该说什么了。在B机主板的1.8VLDO旁边还发现有两个贴片(SMT)二极管的空置焊盘，想必是厂家下一步就会用这两只二极管取代主板上仅存的1.8VLDO了。

（5）直流12V输入滤波电容：

A机主板采用贴片式33μF钽电解电容；

B机主板采用100μF普通铝电解电容。

点评：这个电容的作用很重要，用于DC/DC开关稳压电源输入处的滤波电容器，因开关变换器是以脉冲形式向电源汲取电能，故滤波电容器中流过较大的高频电流，当在此处使用等效串联电阻（ESR）及等效串联电感(ESL)较大的电解电容器时，电容将产生较大损耗，电解电容器发热和开关变换器效率下降。而ESR和ESL两项参数指标低的电解电容器则可明显减小纹波（特别是高频纹波）电流产生的发热和提高开关变换器的输出质量。钽电解电容的ESR和ESL两项参数远低于普通铝电解电容，使用普通铝电解电容会由于电容温升而造成电容很快失效而影响机器的使用寿命甚至影响使用安全。

不同应用场合需要不同性能的电容器，不能混用、滥用、错用，以尽可能消除不应出现的人为错误，并保证产品性能。很郁闷，真想爆粗口！

(6)DVB-S调谐器：

A机主板采用PHILIPS的调谐器，型号是SU1278/LH2，图31。

B机主板采用ALPS的调谐器，型号是BSBE1-706A，图32。

点评：早期的仿制机多采用PHILIPS调谐器，近期的仿制DM500S机ALPS和PHILIPS这两种调谐器都有采用。PHILIPS调谐器内部有一个30V升压电路，不需要外部提供+30V的容变二极管调谐电压，所以PHILIPS调谐器是直接安装在主板上。而ALPS调谐器由于调谐器内没有+30V升压电路，所以必须要加一块转接板再安装于主板上，该转接板的反面装有+30V升压电路。图31和图32分别是两种调谐器在主板上的安装图片。ALPS调谐器接收门限相对较低，但工作时温度较高。PHILIPS调谐器门限相对略高，但工作时发热量较ALPS调谐器稍低。

图33是DM500S采用ALPS和PHILIPS两种DVB-S调谐器时机箱的外观差异，图中上面是ALPS调谐器，下面是PHILIPS调谐器。

(7)电路基板：

A机主板采用四层印刷电路基板(PCB)，4层板的第1、第4层走线，其他两层是地线和电源。

B机主板采用两层印刷电路基板(PCB)。将4层板的电源层改在正反面用较粗布线联接，在电路板两面大面积铺铜替代地线层。

图34是两机的PCB板上同一位置的对比照片，其中小图为B机的PCB板照片，可看到两者PCB表面的差异。

点评：随着半导体技术的飞速发展，数字器件复杂度越来越高，集成电路的工作速度不断提高，电路的复杂性不断增加，门电路的规模达到成千上万甚至上百万，现在一个芯片可以完成过去整个电路板的功能，从而使相同的PCB上可以容纳更多的功能。PCB已不仅仅是支撑电子元器件的平台，而变成了一个高性能电子设备的系统结构之一。

在正统、规范的模、数混合电路PCB设计中，通常将地线又分为保护地和信号地；电源地又分为数字地和模拟地，为什么要对地线进行划分？区分模拟和数字部分的目的是为了抗干扰，主要是数字部分电源和地上的噪声会对其他信号，特别是模拟信号通过传导途径有干扰。将数/模地分开的原因是因为数字电路在高低电位切换时会在电源和地产生噪声，噪声的大小跟信号的速度及电流大小有关。如果地平面上不分割且由数字区域电路所产生的噪声较大而模拟区域的电路又非常接近，则即使数模信号不交叉，模拟的信号依然会被地噪声干扰。也就是说数字、模拟地线不分割的方式只能在模拟电路区域距离产生大噪声的数字电路区域较远时才能正常工作。

所以，这就是在DM500S这样安装密度如此之大的电路主板上，加之主CPU工作主频高达250MHz的情况下，为保证DM500S的音、视品质及系统工作的稳定性，DM500S的原始设计者采用四层电路板设计的原因吧！

DM500S的仿制厂家用双层电路板代替四层电路板在降低了成本的同时，也会由于PCB表面布线限制，地线将很难再分隔为数字地和模拟地。同时DM500S主板表层器件布线较多，在表面铺铜代替内层地线，很难保证铜箔完整，会大大提高地线阻抗。这一切都会给DM500S带来难以容忍的音、视频信号质量的劣化及DM500S工作稳定性的下降。

对上面一些对比分析，从中我们可以看到一种令人担忧的趋势，在厂商逐利的同时，用什么守住商誉？现在由于生产厂家多，现在价格还有继续下降的趋势，当然质量也就越来越难保证了！不过话又说回来，本来都是抄版产品，也谈不上哪个是什么正宗产品了，但有一点是肯定的，那就是国内第一批抄版DM500S的产品质量是最好的。

笔者手中的仿制版DM500S的

使用体验

虽然国内厂商对DM500D做了很多简化和修改，但其软、硬件基本架构还是Dreambox原设计结构，因比M500的优点和缺点都很突出，是一个矛盾的混合体。

1.优点：

（1）硬件紧凑，结构合理；

（2）对发烧友，DM500S绝对是好玩的东西，可以一直玩下去，施展星友的才华，消磨大家的时间；

（3）DM系列接收机展现了许多新的思路和新的技术特点，如完全开放的以计算机形态出现的软硬件平台；

（4）几乎无限的软件扩展和升级能力；

（5）即可以收看卫视视频、收听收音机，还可以接收新闻，天气预报，玩游戏，等等；

（6）即可以支持正版卡又可以搞AU程序；

（7）即可以输出一般的视频信号又可以输出网络视频流直接用计算机观看节目；

（8）即可以用共享解密又可以插入正版卡成为其他机的共享服务器；

（9）即可以做客户端又可以做服务器；

（10）即可以直接进行网上升级又可以用计算机FTP，Telnet等方式升级；

（11）切换节目速度极快；

（12）可以自己编辑定制许许许多内容，如寻星表，节目表，改节目名称等等；

缺点：

（1）容易死机。在使用中常常会死机，遥控失灵，需断电重启才能恢复；

（2）DisEqC中频切换开关不灵敏。常常是需等待很长时间才能切换甚至有时根本不能切换；

（3）工作稳定性不好，在使用中系统时常会莫名其妙地垮掉，需要重新刷入系统；

（4）网络接口质量太差，在冷启动时常不能正常连接网络；

（5）发热量太大；

（6）收视门限太高；

（7）面板上没有信号锁定指示灯。

确定摩机方案

没有一个清晰的思路对于摩机来说是最大的障碍。所以我们需要明确一下我们要对DM500S做什么和怎么做。

对于一台DM500S来说，影响其稳定性的，基本上可以罗列出来的无外乎几点：主板PCB基板的设计、采用的元器件质量和供电系统。从我们前面所对比的几种不同的DM500S之间的差异以及在实际操作使用中发现的问题来看，笔者手中的DM500S有以下几点不足：

1、在正常使用中，时常死机或是软件系统崩溃；

2、时钟电路不合理，易导致时钟频偏移；

3、支持DisEqC开关不好；

4、外置12V电源质量不好，在正常工作中发热量过高；

5、网络接口工作不稳定；

6、机器工作时散热不好，温升太高；

7、相对于其它型号卫星接收机，DM500S卫星信号接收门限偏高；

8、网络指示灯在主板上，不易观察网络状态；

9、2.5VLDO缺失，影响Tuner及主芯片供电质量；

10、原配12v外置电源发热严重；

11、遥控器不都长时连续控制DM500S；

12、前面板没有信号锁定指示。

从上述的几点问题分析，其中死机和系统崩溃以及信号接收门限偏高应是电源不良，改善电源供电质量应该能得到明显的效果；支持DisEqC开关不好应与LNB供电转换器供电纹波过高，22kHz调制幅度过低有关；散热不好与DM500S机箱结构、内部空间有关，加强散热应有很好的效果；网络接口工作不稳定也应与供电质量有关，应该强化网络接口芯片的电源滤波、退耦。

对于时钟电路，笔者本想将其换为27MHzVCXO压控振荡器，但仔细观察PCB走线后发现，厂家已将VCXO的电压控制线删除，根本没办法从BGA封装的主芯片引脚上重新引线，只得作罢；

在主板的2.5VLDO焊盘旁边，厂家增加了一对贴片二极管的焊盘，上焊有一只从3.3V降压到2.5V(实际上该电压在2.7V左右)的二极管，如果要补焊上LDO，必须要拆下该贴片二极管，但二极管的焊位正好在ALPS调谐器下方，拆除二极管需先拆下ALPS调谐器。调谐器转换板与主板间有32根排针焊在一起，担心损坏主板，也只得放弃这个想法；

有很多朋友的遥控器使用过程中，出现过使用遥控器切换节目频道或其它操作时，常常会有遥控失灵的情况发生，需要等待一会才能再次遥控的情况。图35是DM500S遥控器外形。笔者在使用DM500S过程中没有发现这种现象。为查明原因，笔者拆开了手中DM500S配送的遥控器，同时结合网上信息发现，DM500S遥控器有至少三种以上的版本。图36是笔者的遥控器内部电路板正、反两面的照片。图37是其它朋友手中的遥控器内部电路板正、反两面的照片。从照片中可以看到，两种遥控器的电路板及所用IC都不相同，但都是采用晶振。

笔者手中遥控器采用一片TTR013、3.58MHz晶振及其它阻容、三极管、红外发光管等组成。TTR013是以6502为母体的8位单片机，它内部有4kx8Bit的ProgramROM和32x8Bit的RAM，工作电压：1.8V～3.6V，工作频率：400kHz～4MHz，有8个输入口和8个双向I/O口，内置三极管的红外载波输出。其编码输出格式由用户自行编制软件程序设定。另一种有晶振的遥控器虽然采用的IC型号及晶振频率不同，但也和笔者的遥控器是类似的情形。

另外还有一种遥控器采用一枚型号为CM7P16的内部固化有程序的单片机，其时钟未采用一般遥控器中常见的455kHz的外部振荡器，也没见有其它晶体振荡器。它是采用单片机的内部振荡器作为单片机的工作时基。这种内部振荡器频率对工作电源电压十分敏感，当连续按动遥控器按键时，遥控器电池在连续放电后电压会有明显地降低，则导致单片机时钟变化。出现遥控失灵的主要是这种类型遥控器。

红外发射器由指令键、指令信号产生电路、调制电路、驱动电路及红外发射器组成。如图38所示。

遥控器所产生的脉冲编码的格式一般为：

引导脉冲(头)―――识别码(用户码)―――键码―――键码的反码

其引导脉冲为宽度是9ms左右的一个高脉冲和一个低脉冲的组合，用来标识指令码的开始。识别码、键码、键码的反码均为数据编码脉冲，用二进制数表示。“0”和“1”均由ms量级的高低脉冲的组合代表。识别码(即用户码)是对每个遥控系统的标识。通过对识别码的检验，每个遥控器只能控制一个设备动作，有效地防止了多个设备之间的串扰。当指令键按下时，指令信号产生电路便产生脉冲编码。键码后面一般还要有键码的反码，用来在接收端检验键码接收的正确性，防止误动作，增强系统的可靠性。这些编码后的指令串行数据对38kHz的方波进行脉冲幅度调制，经调制后输出，最后由驱动电路驱动红外发射器件(LED)发出红外遥控信号。

图39是遥控接收器的原理框图。在红外遥控信号接收端，红外线光信号进入遥控接收器(头)后，经过PIN光敏管转换为电信号，通过前置放大和限幅放大后进入带通滤波器，然后通过峰值检波解调器将编码指令串行数据从38kHz载波中解调出来，通过缓冲电路被送入DM500S的主芯片进行指令识别和指令执行。

由于DM500S遥控器采用单片机内部振荡器产生工作时基，而指令串行数据时序间隔时间由时基频率决定(实际是由软件程序在一个稳定的、固定频率的时基条件下决定)，38kHz载波频率也由时基频率分频取得。当遥控器内电池由于连续工作而电压跌落时，遥控器单片机时基频率将随电池电压漂移，这会产生两个后果：其一，指令串行数据时序将会改变，DM500S主机中CPU对其的识别会发生错误而拒绝执行；其二，当载波中心频率偏离38kHz达到某一程度时，红外遥控接收器中的38kHz带通滤波器会滤除遥控器发出的指令信号。上述结果的宏观表现就是DM500S遥控失灵。当遥控器放置一段时间不用后，电池电压将逐渐恢复，此时遥控器又可正常工作了一段时间了。

只能在日后找一个学习型遥控器取代原配遥控器或选用高容量的碱性电池并勤换电池来解决了！

据此，整理一下思路，决定DM500S的打摩方案：

1、更换DM500S原配外置电源；

2、更换主板上各组电源的滤波电解电容；

3、更换网络芯片的滤波退耦电容；

4、修改LNB供电及22kHz调制电路元件参数；

5、修改前面板电路，在前面板增加信号锁定指示；

6、增加主芯片散热器及散热风扇。

DM500S摩机的实施

1、DM500S外置电源替换与改造

DM500S随机原配的外置电源(图40)，标牌指标：输出12V、最大输出电流2A。在使用中发热严重，怀疑其指标注水高标。拆开外置电源(图41)发现其电源芯片采用的是DIP-8封装的5M02659R。5M02659R是仙童生产的单片电流型开关电源芯片，工作频率67kHz。由于生产厂家的成本限制，该电源使用的元器件质量非常低劣，尤其是高频开关变压器磁芯铁损很高，工作时磁芯温度很高。估计它整体的成本不会超过10元钱。该电源空载输出电压为12.6V，在接入一负载电流1A的假负载时输出电压下降至10.6V，同时纹波高达0.8VPP，这对DM500S的正常工作带来很不利的影响。该电源的安全性和可靠性都有隐患，所以必须将其替换。

替代的外置电源有两种方式获得，自制电源和购买成品电源。

简单的自制电源可采用功率适当的工频变压器，加上整流桥、滤波电容以及两只7812并联扩流的稳压器，在很多直流电源方面的技术书籍中都有介绍，此外不再详述其制作方法了。

购买成品电源也有两种方法：

其一是选购电压、电流适合的外置电源，如图42所示的12V/5A液晶显示器电源，但所花费用较高，适合于动手能力稍差的星友采用；

其二是在二手电器市场找一些笔记本电脑用的外置电源。由于这类电源输出电压较为特殊，应用范围有限，所以价格十分低廉。而且其内部用料精良，多数带有内部多重电磁屏敝及过流、过压保护，电源性能参数很高。对于电压不符合DM500S要求的外置电源，只要打开电源外壳，沿着直流输出线路逆向查找，很容易找到电源的电压反馈采样分压电阻，只要调整分压网络其中任何一个电阻的阻值，改变分压网络的分压系数，就可很方便地改变外置电源的输出电压。基本上市场上能购到的电源绝大多数都可照此方法改变其输出电压。但由于此类电源都是按照标牌输出电压设计的，其开关变压器的磁芯和绕组完全是按照标牌输出电压和输出功率设计的，所以当我们通过修改电路改变其输出电压后，变压器损耗会略有上升。因此我们在选择外置电源时，最好购买输出电压接近12V的电源，以使在改造电源输出电压后变压器损耗不至于上升太多。不要购买输出电压低于12V的电源，因为当我们修改电路后，电源输出电压有可能会高于其内部输出滤波电容的耐压。选购的极限是外置电源标牌输出电压与我们需要的目标电压的最高电压差不要超过5V，同时电源的最大输出电流要大于3A，当然最大输出电流大一些更好，但售价会高一些。

图43和图44是笔者在二手市场购买的IBM笔记本电脑外置电源和其标牌，电源型号：A21131，输出电压16V，电流4.5A。

外置电源的外壳，大部分是采用超声波热合方式使上下两半盒的接缝处在超声波作用下相互快速磨擦，磨擦产生的热量使接缝处塑胶部分熔化而粘合成为一个整体。拆解这类电源外壳时，最好不要用硬撬或重物锤击的方法，这样会损伤外壳，影响外观和壳体密闭性。依笔者经验，最好的方法是用一个台虎钳，在台钳虎口处垫上一层稍厚的棉布，用以保护电源外壳不留有划痕。再将电源的外壳接缝沿着台钳虎口方向轻轻夹住，平稳缓慢地旋紧台钳，使电源外壳沿接缝均匀变形，待台钳夹紧到某一程度时，可听到一声脆响，电源外壳会沿着接缝裂开。此时松开台钳取下电源，就可打开电源外壳。待电源改造完毕，用一些环氧胶粘合外壳，电源外观可保持当初外观。

图45和图46是IBM电源打开外壳后塑料外壳内壁的薄铜片屏敝及电源电路板外面所包裹的铁质屏敝。铜质屏敝主要作用电场屏敝，而铁质屏敝主要作用磁场屏敝，可见IBM的电源设计是多么的用心！