电源控制器篇1

关键词：有源滤波器；低损耗滞环电流；控制方法

一、分析有源滤波器的开关损耗

有关资料指出，有源电力滤波器的直流侧电压是很难改变的，所以在恒温的条件下，可以简单的视作开关损耗和开关电流之间成线性关系。在器件的工作环节，有源滤波器的p耗主要由四个部分组成，即因为漏电所引发的断态损耗，通态损耗，开通损耗以及开断损耗，分别表示为P1、P2、Pon、Poff。所以器件的总损耗的公式为P=P1+P2+Pon+Poff。在实际情况里，断态损耗可以被忽略，而通态损耗基本上是固定不变的。倘若在开关的过程中，假设器件的电压以及电流依据线性规律进行变化的话，并且在计算的时候忽视通态压降以及漏电流，那么器件在开通和关闭的过程中所产生的损耗就是近似的。在经历过相关算是的演算之后可以得出逆变器的开关损耗不仅会受到单位时间中的开关次数影响，还与其直流侧电压，开关时间和平均电流有关。这也就意味着倘若开关动作平均的被分配在时间轴上，那么开关平均电流与平均电流之间就是等同的关系。但是开关动作在i很小的时候较为集中的话，那么平均电流就会大于开关平均。反之，倘若开关动作在i很大的时候较为集中的话，那么平均电流就会小于开关平均电流。同理就能够推导出在逆变器关闭时所产生的的开关损耗（如表1所示）。

二、分析在滞环宽度调整下的情况下的误差电流以及开关损耗

（一）滞环宽度、开关频率和控制精度之间的关系

根据相关资料指出，开关周期T与滞环宽度h之间呈现正比的关系，并且滞环宽度h以及误差电流i的大小之间也是呈现正比关系。这就意味着这三者间都是呈现线性关系。所以要达到控制精度以及减小误差电流的目的，就必须提高开关频率。那么在三相系统中，滞环宽度、开关频率以及误差电流大小之间的关系就类似于单相系统。

（二）有源滤波器三相输出电流的绝对值范数

在三相系统之中，倘若三相开关次数呈现均匀分布的状态，那么开关损耗不仅和三相中的平均开关频率有所联系，而且还和三相电流中的绝对值之和呈现正比例关系。即||i||=|ia|+|ib|+|ic|，三者呈现比例关系。也就是说三相电流的绝对值之和与三相电流的绝对值范数是同一个意思。在运用到电机驱动和无功补偿的诸多场合中，可以将三相输出电流视为正弦电流，在一个周期之内它的范数波动不大。不过在运用有源滤波器的过程中，因为补偿电流中含有高次谐波电流，所以总的电流范数会出现波动较大的情况（如图2所示）。

（三）分析最优开关频率的调整幅度以及电流波动幅度

电流波动幅度与最优开关频率调整幅度息息相关，所以通过不一样的电流波动幅度x就可以得出相应最优开关频率调整幅度y的计算结果。基于以上的分析结果可以得出，倘若电流变化比较小，那么总开关的损耗的下降幅度也会较小。倘若电流波动比较大，那么总开关损耗将会剧烈下降。其实电流波动的幅度与最优开关频率调整幅度之间存在着十分复杂的对应关系。在实际的应用过程中，通过数值计算和采用数值拟合等方式最终得到了以下方程式，即y=0.3832x?0.007。通过这个方程式可以发现，倘若电流波动幅度较小，那么只要采用线性拟合就能够达到足够精确，两者之间的比例关系近乎0.3832。那么总的开关损耗公式根据推算得为Ploss=（1?xy）/（1?y）。

三、新的有源滤波器滞环电流控制方法

基于以上的分析，在本篇文章中还提出一种新型的滞环控制方法。相似于传统方法，比较系统实际三相电流和各相参考电流后得出各相电流的误差分别为?ia、?ib、?ic，再将电流误差置于滞比较器中后就得出了开关函数并产生补偿电流，即Sa、Sb、Sc、ica、icb、icc。并且可以修改滞环比较器宽度h，它的宽度的决定因素在于滞环宽度调整电路。在调整电路中输入各相参考电流，从而将三相电流的绝对值之和和平均电流大小计算出来，并比较当前电流和平均电流。根据其波动幅度就可以得出滞环比较器滞环宽度的有关调整幅度。

四、结语

本篇文章主要探讨了一种比较新型的滞环电流控制方法。不仅通过开关损耗、开关电流与开关次数的线性相关，还通过了开关次数和滞环宽度呈现反比原理来阐述在控制精度以及开关频率不变的情况下通过调整滞环宽度来降低有源滤波器中所存在的开关损耗。

电源控制器篇2

LiBingxiang1，FanChao2，ZhangWeina1，ZhangWei1

(1Xi’anShiyouUniversity,ShaanxiXi’an710065;2ShaanxiYouthVocationalCollege,ShaanxiXi’an710068)

Abstract:Intheprocessofoilproduction,sandproductionnotonlyleadtotheequipmentdamageandreducethe

production,butalsocanaffectthelifeoftheoilwell,sotakereasonablesandmeasurementsandcontrolisveryimportant.

Butthesignalsdetectedbythepiezoelectricultrasonicsensorcontainstrongfluidnoiseandelectromagneticinterference,

inordertogettheusefulsignals,theinterferencesmustberemoved.Thispaperuseswavelettransform,andsimulateinthe

MATLAB,andcomparesthede-noisingeffectswiththeFouriertransform,theresultsshowthatthewavelettransform

caneffectivelyremovenoises,anditalsopreservestheusefulinformationofthesignals.Throughthedatafromlaboratory

testandfieldtestshowthatthewavelettransformhaveverygoodde-noisingeffect.

Keywords:piezoelectricultrasonicsensor;wavelettransform;de-noising

基金项目：陕西省教育厅项目“油气井出砂实时监测方法研究”资助(2010JK786)

1

2013.24设计与研发

0引言

控制器用电源和功率器件驱动电源是有源电力滤波器的主

要部分，其中控制器用电源主要用于控制器、传感器和包括触摸

屏在内的人机界面供电；功率用器件驱动电源顾名思义用于功

率器的驱动供电。传统的有源电力滤波器以对负载电流和电源电

压进行采样检测补偿的谐波分量，并获取电流基准为其主要的控

制策略。但实际工作环境中有源电力滤波器系统对于供电的稳定

性和可靠性要求非常苛刻，其中APF挂网运行必须满足电力系

统，如控制电路和驱动电路要先上电等，的要求。而传统的控制策

略因其计算量大、控制器复杂以及实时性差等原因已经不能满足

有源电力滤波器的实际工作需求。如何有效的保障在电力系统故

障出现时，电源系统能够有效的将APF从电力系统故障中切除，

并具有自动启动有源电力滤波器的功能，成为本文探讨的一种重

要方向。因此，有源电力滤波器的控制电源设计必须做到科学性

和有效性。

1电源设计

整个有源电力滤波器的电源方案包括驱动电源、控制电源以

及驱动和控制电源的一次供电电路三部分。其中驱动板是驱动电

源和驱动电路设计在一起的结合物，也是整个电源系统组成中的

重要部分之一。控制电源有普通的开关电源组成，用于对控制器、

传感器和包括触摸屏在内的人机界面供电控制和服务。一般而

言，交流电网和有源电力滤波器功率直流母线双电源供电方式是

初级电源所采取的方案。由于开关调制频率疋远大于电网频率和

负载电流频率．因此可以假设在一个开关周期内负载电流不变，

所以电源电流上升和下降的斜率近似等于APF交流侧电感电流

的上升与下降斜率，顾此方案能够满足有源电力滤波器对控制电

源稳定性的要求。

1.1驱动电源设计

在驱动电源整体组成中，M57962L是功率器件IGBT驱动电

路的重要核心芯片。为满足供电特点的需求以及IGBT驱动电路

的特殊性，驱动电源需要为3桥臂的IGBT提供6路独立的26—

30V直流电。在系统运行过程中，稳压管分压起到在各路电源产

生IGBT开通和关断需要的正、负电压，以确保驱动电源的有效运

行。

驱动电源采用单端反激式DC∕DC变换电路。在整个电路中，

电压输入和电压输出在电路、功能等方面相互切合，形成互相配

合的整体。部分电压输出线路用于稳压管的分压，并相应产生正、

负电压。个别电路输出用于稳压控制作用。为有效实现对输出电

压以及初级电流的控制，一般采用脉宽调职芯片UC3844用于控

制系统的芯片。输出电压通过电路反馈脉宽调制芯片的误差放大

器以此实现稳压控制的目的。初级电流通过电阻采样，采样值输

入到脉宽调制芯片UC3844的相应位置，实现电路峰值电流控制。

此外，在驱动电源设计过程中，还采用由电阻、电容和三极管组成

缓冲电路，能够有效的实现当开关状态转换过程中产生的尖峰电

压进行筘位和吸收。

1.2控制电源设计

在有源电力滤波器工作过程中，控制器需要的±15V，±5

V电源、传感器需要的±15V电源及触摸屏和接触器需要的24V

电源全部是由控制电源提供。在控制电源使用过程中，必须保障

控制电路先上电，以此完成对相关参数的设置和对开关器件的封

锁，以满足有源电力滤波器对在电力系统出现故障时及时从电力

系统中切除隔开，以及在排除电力故障后能够自动启动复用的要

求。开关电源产生控制器和触摸屏等各个部件所需要的各种电源

都能够从220V的交流电通过普通开关电源分流，由此在采用普

通开关电源给控制电路供电时能够满足有源电力滤波器对电力

系统稳定性的苛刻要求，同时节约了成本。

普通电源开关具有操作简便、制作和使用成本低，安全性和

可靠性高等特点，而被用于控制电路供电，但当仅采用电网作为

初级供电时，在遇到电网掉电或者电网电压瞬时值过低的情况西

安，电路还需进一步改进，以满足特殊问题出现时的应急措施需

求。

1.3基于双电源的初级供电设计

上文提到当仅有电网供电时，出现电网掉电或者电网电压

瞬时值过低的情况时，电路可能出现突发的问题。当电网突然掉

电时，开关电源失去对电能的有效控制盒输入，输出电压瞬间降

为零，最直接的后果是控制器因断电而无法继续对驱动电路进行

控制。更糟糕的事情是此时的APF直流母线电压仍旧处于高压状

态，上下桥壁会在驱动信号干扰功率器件后而出现同时导通，由

此造成功率器的损坏。

而基于双电源的初级供电设计是指基于交流电网和APF功

率直流母线双电源供电方案的一种方法，实践证明该双电源设

计方法能够有效的克服上述突发情况。其基本的设计思路为交

流电网和APF功率直流母线分工合作负责不同情况下的电路供

电，电网主要负责在APF正常工作时控制电路供电，而出现供

电异常后。截止功率器件的驱动信号。并将APF直流母线的电

能通过DC∕DC电路回馈给控制电路和驱动电路。需要注意的

是DC∕DC转换电路因其输出为直流电而不能与220V交流电

直接并联，为此，通过设计二极管进行220V交流电整流，然后与

DC∕DC转换电路因其输出为直流并联。

通常情况下，经过二极管整流并联后的输出电流在电容器上

能够得到310V的直流电。在电路设计过程中，只要保障DC∕DC

转换电路输出电压的正极能够通过二极管与电容的正极相对应，

二者的负极直接相连，在DC∕DC转换电路输出电压小于电容的

电压时，就可保障APF正常工作时，DC∕DC转换电路而停止工

作。此外，由于电容器的存在，保证了在电网出现突然供电异常

时，开关电源和驱动电源输入电压不会马上低于DC∕DC转换电

路输出电压而造成，DC∕DC转换电路无法正常的发挥功能。在

DC∕DC转换电路会在电容电压低于DC∕DC转换电路输出电

压的情况下开始工作，控制电路和驱动电路会接受来自直流母线

的电能，当电压恢复至安全值后，DC∕DC转换电路停止工作。

单端反激式变换电路是对DC∕DC转换电路在有源电力滤

波器工作时的一种补充。DC∕DC转换电路的功能具有局限性，

只能够在电网出现供电异常的情况下，为控制电路和驱动电路

供电供电，导致其在实际工作中输出容量不足，效率低下的问题

出现。与驱动电源相比，单端反激式变换电路的输入电压范围更

广，对于工业电压等级的APF，直流母线电压在正常工作时约为

750V。而电网断电后，直流母线电能回馈到控制、驱动电路，电压

逐渐降至安全值，但DC∕DC转换器是否能在此过程中输出较稳

定的约200V直流电压成为未知数。对此需保证DC／DC变换器

在断续电流模式(和连续电流模式(CCM)两种模式下都能安全

工作。

对于工业电压等级的APF而言，对于DC／DC转换电路的开

关器件的选择非常的苛刻，而在单端反激式电路中则能够轻易满

足其要求。才外为满足DCM和CCM两种工作模式的需要，在单端

反激式电路设计中变压器采用EC3521型磁芯、变比120:55:4，

在整体电路中，个别输出电路用于电压反馈控制，此外，利用

UC3844脉宽调制芯片的控制芯片实现对稳压控制和峰值电流控

制的稳定输出。在设计中保障直流母线电压低于控制电压（约为

180V），以此保证在驱动信号不确定或者缺失时而不至于损坏开

关器件。

2实验分析

选用磁芯EI33，频率40kHz．变比97:12:12:12:12:12:12:7，

初级电感量4.2mH∕1kHz；APF功率单元为750V，输出电流60A

的七路输出的多路变压器用于测试该设计的有效运行性能。实验

过程中，在正常工作中APF的功率单元为750V，在正常运行过程

中将电网电压突然跌至为0，其中DC∕DC转换电路的输出设定

值为180V，DC∕DC转换电压在电网突然停电的情况下，开始工

作，直流侧电能回馈到控制电路和驱动电路，经过一段时间后，直

流侧电压降至安全值，DC∕DC转换电路停止工作。经现场进行

调试验证，采用交流电网和APF功率直流母线双电源供电方式，

未出现因电网电压故障而导致器件损坏情况的发生，此外在电网

故障排除以后，有源电力滤波器(APF)能够有效的运行。实验结

果表明：该电源方案，即该电源初级输入采用交流电网和APF功

率直流母线双电源供电方式，其中驱动电源和直流母线反馈电源

均采用单端反激式DC／DC变换电路。具有实现简单、工作可靠、

成本低的特点。

4结论

有源电力滤波器(ActivePowerFilter，简称APF)的控制

电源包括控制器用电源和功率器件驱动电源两部分，对控制电源

的要求非常的高，不仅需要其能够提供稳定安全的电压以供系

统正常的运行，此外对于零器件的选择和使用上也要求求经济性

和安全性，依据APF供电电源的要求，为IGBT驱动电源设计了一

种基于单端反激拓扑的多路输出DC∕DC电源，为控制器选用了

通用开关电源。该系统电源初级输入采用交流电网和APF功率直

流母线双电源供电方式，其中驱动电源和直流母线反馈电源均采

用单端反激式DC／DC变换电路。由本文的研究结论我们不难发

现，采用用交流电网和APF功率直流母线双电源供电方式的电源

初级输入，别且驱动电源和直流母线反馈电源均采用单端反激式

DC／DC变换电路的有源电力滤波器对控制电源具有非常明显

的优势，适合在电网，尤其是工业用电网中的推广应用，具有非常

巨大的推广意义。

参考文献

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单相电力有源滤波器[J].中国电机工程学报1997（12）：

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原理与设计方法叨．磁性材料及器件，2006，37：36-38．

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源滤波器[J]．电力电子技术，2004，38(2)：32—33．

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制策略[J]．中国电机工程学报，2003，23(3)：34—37．

[5]钱挺。吕征字．新型有源滤波器的双向互补控制方案[J]．中

电源控制器篇3

[关键词]新能源汽车；兼容性测试；控制器

中图分类号：U469.7；U464.142.1文献标识码：A文章编号：1009-914X（2017）22-0134-01

前言

从我国当前的能源市场来看，新能源的开发与利用是我们当前国家发展层面的长期战略，近些年我国的新能源汽车方面的发展取得了显著的进步，依靠电力作为能源的新能源汽车在我国已经得到初步的应用，但是其电机及其控制器的电磁测试性仍然缺少严格的规范。新能源汽车的驱动力主要依靠的电力驱动，其动力来源为汽车内部安装的电机，电机驱动在工作的过程中会产生较大的电磁噪声，对于新能源的电机及其控制器我们要进行严格的电磁兼容性测试。

1.电机及其控制器电磁兼容性测试的重要性

在我们的新能源汽车的使用过程中，我们的电力系统作为驱动系统存在一个非常大的缺陷是电力系统在启动与运行过程中会产生较大的电流，在我们的电机中这样的电流不断的跳动，造成了整个电力系统的半导体管与晶体管内部电流十分的不稳定，而我们的新能源汽车的电机相较于我们的一般的电机其性能更大，电流更强，这种急速跳动的电流频率会在空间内部造成巨大的辐射性，对于周围的电子器械还会产生一定的电磁干扰，在我们使用的过程中对电子设备具有较大的消耗性。随着我们的新能源汽车的发展，这种电力驱动系统的固有电磁干扰必须进行严格的控制，而我们在工业上控制电机的电磁干扰通常进行电磁兼容性测试，我们的新能源汽车方面采取我们的传统的电力系统电磁兼容性测试是较为不严格的，为了充分保障我们电力能源汽车的性能，我们为电力新能源汽车设计一套完整的电子兼容性测试方法是很有必要的，为了保障我们的新能源汽车未来能够取得更好的发展，我们要针对我们的当前新能源汽车的电机与控制器进行深入的分析，建立起一套符合新能源汽车的电机与控制器电磁兼容性检测方法，从而保障我们的新能源汽车未来能够取得更好的发展。

2.电机及其控制器主要测试内容

2.1骚扰能力测试

骚扰能力是指我们的新能源汽车在运行过程中，对于道路周围的的人员或环境障碍的保护能力的测试。我们的现有的汽车骚扰能力测试中，对于骚扰测试有着明确的测试方法，在具体的操作过程中，我们通过让汽车在自由运行过程中去测试距离汽车10米范围内的收音机的接受频率受到汽车的骚扰程度来分析汽车的实际骚扰能力。在现行的国家标准中，主要规定的是内燃机动力的汽车的骚扰能力测试方法，对于电力汽车的骚扰能力测试方法并没有明确说明能否与之相适用，在最新的一侧国标修改中，对于骚扰测试增加了电力与内燃机动力混合动力汽车的测试内容，但是仍然没有对单独电动汽车的骚扰能力测试方法。在我们进行骚扰能力测试的过程中，遇到的最大的第一大问题是我们的电机动力汽车与内燃机动力汽车产生电力干扰的原因与大小都不同，在内燃机汽车的骚扰能测试过程中，我们的测试方法采用的是看km/h为计量的，而电机动力汽车在进行测试的过程中，需要采用r/min为单位进行测试，我们如果仅仅将内燃机汽车的标准套用过来，将km/h转变为r/min在理论上是可行的，但是在具体的测试过程中，由于电机动力汽车驱动系统与内燃机动力汽车驱动汽车系统是有固有差异的，这种差异仍然会造成我们的骚扰能力测试不能满足要求。

2.2抗干扰能力测试

在对新能源汽车的电机与控制器进行电磁兼容性测试的过程中，我们还需要测试其自身的抗干扰能力，才能够保障我们的汽车能够安全、平稳的运行。我们的生活中到处其实都存在着电磁干扰，在我们的新能源汽车运行过程中，其本身也出在一个充满电磁波的环境当中，而电力动力汽车本身完全依靠电力系统进行驱动，因此对于电磁波的干扰应当更为敏感。在我们的国标汽车检测方法中，对于汽车的运行测试方法有着明确的规定：在机动车运行过程中，将机动车整体置于20-1000MHz的环境下，分析所有电子设备的运行状况，从而完成抗干扰能力测试。在我们的新能源汽车进行运行过程中，其使用电力系统部分与内燃机汽车的处的环境是相同的，因此我们完全可以利用其内燃机的抗干扰能力测试方法来完成电动汽车的电磁兼容性测试。

3.电机及其控制器兼容性测试方法

3.1兼容性测试标准

我们要对新能源汽车进行电机与控制器的电磁兼容性测试，首先我们得确立兼容性测试标准，从而判断我们的新能源汽车的电机与控制器是否真正满足了兼容性测试的要求。对于我们新能源汽车的兼容性测试标准，我们要根据实际的测试工作以及内燃机汽车测试的标准作为参考来进行规定。对于骚扰能力测试，我们主要关心的新能源汽车本身所散发出的电磁干扰对于周围环境的影响，我们可以参考GB/T18655-2002的内燃机骚扰能力测试标准，在测试过程中对标准进行修改，让我们的新能源汽车在通过电磁兼容性测试后其骚扰能力能够与同标准的内燃机汽车相持平，从而完成我们的骚扰能力测试。我们另一个需要重点关注的抗干扰能力的电磁兼容性测试，抗干扰能力关系到我们的新能源汽车的安全运行状态，我们进行抗干扰测试过程中，首先要确定的是我们的干扰强度，由于电力汽车所处的运行环境与内燃机汽车基本相同，我们是可以利用我们的内燃机汽车的抗扰辐射强度来分析我们的电动汽车的抗扰强度，确保我们的新能源汽车安全稳定的运行。

3.2电力系统兼容性测试

我们在进行电力系统的兼容性测试的过程中，主要要从两方面入手，确保我们的电力系统电磁兼容性测试的完美完成。一方面是我们要明确我们的测试对象，我们的新能源汽车由于整体动力系统都是以电机为核心，以控制器作为控制装置，而两者在运行过程中都会产生较大的电子干扰，因此我们的测试对象为整个新能源汽车的电力驱动系统。在进行实际测试的过程中，电力驱动系统作为一个整体，我们要尽可能将其以整体作为单位进行测试，从而保障整个系统能够通过电磁兼容性测试。在我们进行电磁兼容性时，另一方面我们要合理对电力驱动系统进行加载来辅助进行测试，在我们的电力系统进行兼容性测试的过程中往往要对系统的抗干扰上限进行判断，而进行适当的加载，能够在测试中分析出我们电机与控制器的具体抗干扰能力，在实际运行过程中能够在超载时有明确的指示范围。

4.结语

新能源汽车是我国在当前形势下必然发展趋势，而电力能源汽车具有高效、绿色的优点得到了极大的重视，但是电力汽车在实际过程中其电机与控制器产生的电磁干扰可能会对汽车的稳定性造成影响，因此我们必须进行电磁兼容性测试。在对新能源汽车进行电磁兼容性测试中，我们可以参考内燃机的测试标准制定新能源的测试标准，达到我们的新能源汽车能够安全、稳定的运行。

参考文献

电源控制器篇4

[关键词]HXD3型电力机车电路

中图分类号：TM461文献标识码：A文章编号：1009-914X（2016）07-0333-01

机车的控制系统简称TCMS。TCMS主要功能是实现机车特性控制、逻辑控制、故障监视和诊断，能将有关信息送到司机室内的机车控制状态显示装置。TCMS包括一个控制装置和两个显示单元，其中控制装置设有两套控制环节，一套为主控制环节，一套为备用控制环节。

机车的控制电路系统主要完成的功能是：

顺序逻辑控制：如升、降受电弓，分、合主断路器，闭合辅助接触器、启动辅助变流器等。

机车特性控制：采用恒牵引力/制动力+准恒速控制牵引电动机，实现对机车的控制。

定速控制：根据机车运行速度可以实现牵引、电制动的自动转换，有利于机车根据线路情况的实现限速运行。

辅助电动机控制：除空气压缩机外，机车各辅助电动机根据机车准备情况，在外条件具备的前提下，由TCMS发出指令启动、运行。空气压缩机则根据总风缸压力情况由接触器的分合来实现控制。

空电联合制动控制：同交直传动货运机车（如SS4改机车）相同。

机车粘着控制：包括防空转、防滑行控制、轴重转移补偿控制。

机车的控制电路可以分为以下几个部分：

1.控制电源电路（DC110V电源装置）

机车控制电源的核心部件是DC110V充电电源模块PSU，机车DC110V控制电源采用的是高频电源模块PSU与蓄电池并联，共同输出的工作方式，在通过自动开关分别送到各个支路，如微机控制、机车控制、主变路器、车内照明、车外照明等。PSU的输入电源来自辅助变流器UA11或UA12的中间回路电源，点UA11或UA12均正常时，由UA12向PSU输入DC750V电源，当UA12故障时，转向有UA11向PSU输入750V电源。DC110V充电电源模块PSU含两组电源，通常只有一组电源工作，故障时另一组电源开始供电，每组电源模块的输入电压为DC750V，输出电压为DC110V±2%，额定输出电流为55A，输出功率为6050KW（25℃），采用自冷却方式，控制电源电压采用DC750V]。

2.DC110V电源装置电气系统构成

充电器输入电压DC750V，功率6.05KW，采用自然冷却方式，装置电气组成可以划分为四大部分，依次为电源输入电路、预充电电路、DC110V输出电路和控制电路。

3.DC110V输出回路

IGBT、整流回路的绝缘变压器IST1和整流器FR、平波回路的电抗器DCL1和平波电容LC1构成了DC/DC转换回路，微机系统以脉宽调制为原理控制IGBT动作，将输出电压变为交流脉冲电压，输入到变压器的原边。需注意的是IGBT工作在高频段上，关断瞬间会产生一个巨大的尖峰。这个尖峰对IGBT非常有害，所以在IGBT回路中并联一个无感电容，用以消除尖峰。而且这个电容要与IGBT的两端直接相连，以防止线路中的杂散感抗进入回路中，从而影响电容对尖峰的吸收效果，失去对IGBT的保护作用。DC/DC回路中的输出变压器IST1为中频变压器，变为750V/150V，二次侧输出电压经整流器、平波电抗DCL1和平波电容LC1构成滤波回路后，输出110V直流电压。

4.控制电路

控制电路是PSU的控制核心。中间部分是控制基板PWB，它收集PSU内部的各个器件的状态以及电压、电流信号，并进行逻辑处理，然后控制继电器（CTT、RY1等）动作、向IGBT发出指令。左侧部分是基板的电源供电电路，经过一个小型的电源转换器（记作psu）后，向基板提供正常工作所需的电源。右侧为输入/输出信号，并预留了RS-232C串行接口，方便与电脑相连。

5.司机指令与信息显示电路

机车的2个司机室的控制指令通过相应的控制电器，分别送到TCMS。这些信号有：司机电钥匙开关信号、主司机控制器换向手柄信号和调速手柄控制级位信号、辅助司机控制器手柄控制级位信号、受电弓的升降弓信号、主断路器的分合信号、空气压缩机的启停信号、以及司机室的其他信号。其他还有：故障复位、紧急制动、过分相、定速控制等信号。用于机车受电弓升降控制、主断路器分合控制、空气压缩机的启停控制、辅助变流器和牵引变流器的启停控制、运行控制等，进一步地实现对机车相应的逻辑控制和牵引制动特性控制。

6.机车逻辑控制和保护电路

机车的逻辑控制和保护电路主要是各自动开关、各流速继电器故障隔离开关、高压故障隔离开关、压缩机接触器状态、主断路器状态、辅助变流器的库内试验开关、牵引变流器试验开关、各种接地保护、空气管路系统压力继电器等与TCMS接口，主要用于机车的各种工作逻辑控制、保护逻辑控制，并通过通信将有关控制指令送到牵引变流器。

7.辅助变流器控制电路

在机车主断路器闭合后，由TCMS发出命令，闭合辅助变流器输出电磁接触器，并将信息传递给辅助变流器控制单元，由辅助变流器控制单元发出指令，控制辅助变流器启动。

在机车某一辅助变流器发生故障（无论是辅助变流器1或者2）后，故障的辅助变流器能及时的将信息传递给TCMS，完成故障情况下输出电磁接触器的动作转换。同时将信息传递给另一组辅助变流器控制单元，故障的辅助变流器被隔离。所有辅助电动机全部由另一套辅助变流器供电，这时，该辅助变流器工作在CVCF状态，不受司机控制器级位指令的控制，牵引电动机通风机和冷却塔通风机也正常满功率工作。

辅助变流器的隔离也可以由手动控制“辅助变流器隔离开关”来实现，对应两套辅助变流器，机车上设两个“辅助变流器隔离开关”，可以分别实施两套辅助变流器的故障隔离运行。

在某一台辅助变流器发生过流、短路等故障时，能自动实施电磁接触器的鼓障转换，并将信息送TCMS。在辅助变流器发生接地故障时，跳主断路器，并将信息送TCMS，由司机来完成辅助变流器地接地故障的故障隔离。

随着越来越多的交流传动电力机车以其优越的性能奔驰在世界上许多国家的铁路网上，交流传动电力机车已成为今后我国电力机车的发展方向。

参考文献：

电源控制器篇5

LCD加热元件的保护技术

液晶显示器在家用电器中得到广泛应用，但是温度变化对它的影响很大。这是因为LCD在低温下的性能很差，所以往往使用加热元件来提高温度，改善性能。一般的做法是，把加热元件的温度传感器连接到由微处理器进行控制的开关上，用开关控制加热元件，当LCD的温度超过规定范围时，就切断加热元件的电源。

这个方法的缺点在于，微控制器控制着加热元件，现在又用来进行过热控制。如果微控制器出现故障或者其他控制元件出故障，会丧失对加热元件的控制，导致在高温时电源关断功能失效，发热失控。

安装一个独立于加热元件控制器的PPTC器件，就能够保护LCD和加热器的控制电路，避免温度过高而造成损坏。如图1所示，PPTC器件一般放在电源和加热器之间的连接线路中，并置于LCD热传导回路中，这样一来，LCD产生的热就能传导到PPTC器件上了。当LCD的温度达到某一个预定温度时，PPTC器件的电阻迅速上升，发热元件中的电流便随之下降。一旦故障排除，并且重新上电，这个电路还会恢复到正常的工作状态。

用于交流电源的协调保护

从小型的台式家用设备到专业人员使用的高温炉，电子设备的结构日益复杂，功能越来越多，这一切推动着电路的集成，电路板尺寸的缩小。而如何保护敏感的电子元件，防止电压瞬变、短路和用户误用造成的损坏，就是制造商首要关心的问题。过去在设计控制电路板时，变压器的原边和副边上通常不使用过流保护。出现故障时，依靠变压器把大量的热散发出去，防止控制电路板损坏。而接在交流电源输入端的协调式过流和过压保护电路，能够帮助设计师达到安全机构的要求，并且减少元件数量、降低成本。

图2说明了金属氧化物压敏变阻器(MOV)如何与PPTC器件结合使用。这两者的结合提高了苛刻交流环境中的设备可靠性，并且达到国际电工委员会的IEC61000标准的测试要求。

金属氧化物压敏变阻器具有高的通流和能量吸收能力，快的响应速度，低廉的成本，非常适合在电源端进行过压保护。PPTC过流保护器件的额定工作电压也是交流240V，允许最高达265V的间歇性电压，可以与交流电源输入线路中的压敏变阻器安装在一起。

可自动恢复的PPTC保护器件与一次性电流熔断器不同，在出现故障时，如果电流略有上升就会引起其温度升高，防止电路损坏。把PPTC器件安装在可能发热的元件附近，例如磁性元件、场效应晶体管(FET)，或者功率电阻器旁，只需要一个就能够实现过流保护和过热保护。

交流电源出现的一些过载状况可能会导致压敏变阻器仍然处在钳位状态，这时电流会继续流过，最终可能会导致这个器件因过热而损坏。把PPTC器件装在金属氧化物压敏变阻器附近，就可以密切地监控压敏变阻器的发热状况。在压敏变阻器长时间过载的情况下，它的热量会传送到PPTC器件上，使PPTC器件更快地转变为高阻状态，限制压敏变阻器中的电流，从而保护压敏变阻器不致烧坏。

对于具体应用，选用什么PPTC器件和压敏变阻器，与国际电工委员会IEC61000-4-5规定的设备保护级别有关，也与设备本身的工作条件有关。在选择PPTC器件时，首要考虑的问题是，这个器件的额定电流要和电气设备在正常工作情况下的电流吻合。

工业控制器的保护策略

传统上，一直使用一次性熔断器来保护电子电路，防止过流造成损坏。在使用这项技术时，如果线路出现故障，或者元件出现故障，流过的电流过大，熔断器将烧断，于是电气连接中断。而如果系统中有一个元件发生故障，其他元件和整个系统则不能工作。这样一来，必须把受到影响的元件上的熔断器全部取下更换，系统才能再次运作。

在控制器和遥控装置中，如果使用自复故障保护技术，就可以减少故障对系统的影响，减少影响系统的元件数量，并且缩短修理时间。PPTC器件是取代熔断器技术的实际可行的办法，它能够保护宝贵的电子系统，减少保用和维修服务的成本，并且提高用户的满意程度。

在工业控制器的许多应用中，用PPTC器件取代一次性使用的熔断器，可以帮助设计人员在关键性的接口电路上实现同样水平的过流保护；并且，当一个外部故障引起系统中出现大电流时，就用不着更换熔断器或者进行维修一了。

除了控制器，任何远程传感器、指示器，或者需要电源的制动器、模拟电路，或者通信总线接口，如果使用PPTC器件，都会给它们带来益处(见图3)。这些元件经常会因为接错线路、接错电源或者中线连接不牢固而造成损坏。

电源控制器篇6

新一代ATX机或平板电视电源控制器能给出更高的效率，更低的EMI。可谓环保节能绿色电源。它将CCM的PFC控制，LLC谐振半桥及高压驱动完好地设计在一个芯片中，大幅度降低了成本，完全满足85PLUS的节能标准。PFC部分采用可变频的折返模式以减小轻载时的开关损耗，满足ATX机的所有信号顺序，控制器包括几个致力端子，能在一次侧与二次侧之间使能掌控振动。这些信号包括电源好指示，还有一个控制开启/关断的端子（经光耦控制），在二次侧OVP输入提供必要的冗余，使主反馈网络离开。快速的故障保护可以立即作用于现有条件，然后再自动恢复软启动程序。

主要特色有：

固定的65kHzCCM功率因数校正；

平均电流模式控制低线畸变；

动态响应增强，减少BULK电容低于额定电压值的可能；

独立的过压保护检测端，并且具有闩锁能力；

可调的轻载频率折返式PFC，有效改善轻载效率；

可调AC线路布朗保护，保护时间有50ms延迟，以满足保持时间的规范。

可调的用最佳检测电阻的过流保护阈值；

±1A的峰值电流驱动能力；

LLC控制器频率范围为25kHz~500kH，精度达±3%；

内部固定死区时间达300ns；

可调的软启动顺序；

快速故障输入，具有软启动触发，可立即自动恢复保护；

ON/OFF控制IC可以从二次侧遥控；

板上5V基准电压供精密阈值调节和滞后调节；

工作正常后给出电源好（POWER-GOOD）信号；

NCP1910A版本有两个GND，无跳跃（SKIP）端；

NCP1910B版本为单一GND，但加入LLC控制跳跃（SKIP）端；

VCC电压为10V-20V。

该芯片典型用于ATX机电源（A版本）及平板电视电源（B版本）。NCP1910典型应用电路如图1（A版）、图2（B版）

NCP1910内部等效电路如图3所示。

NCP191024引脚功能如下：

1PINSS,软启动，外部接一只电容到GND，作为LLC部分启动时间。

2PINRt，LLC的反馈端，用一个电阻阵列设置最高和最低频率，以光耦为反馈驱动。

3PINPGout，集电极开路的PG信号输出，其在Vbulk好了以后为低电平。

4PINON/OFF，遥控端，将此端拉低时，电路工作，PFC级首先工作，当FB端进入稳定状态，LLC进入工作，当令其开路时，控制器进入休闲模式。

5PINBO调节端，布朗输出调节端，此端设置PFC部分工作的开启和关断点。

6PINVref，5V基准电压端，给出稳定电压供外部使用。

7PINPG调节端，调节PG触发电平，从基准供电调节之。

8PINOVP2冗余OVP，一个完全锁住OVP监视PFCBULK电容电压的功能，其从FB端检测之。

9PINFBPFC反馈端，监视升压BULK电容电压，并使之稳压，还用作快速OVP检测及恢复。

10PINVCTRLPFC误差放大器输出，外部接补偿网络。

11PINVMPFC电流放大器输出，外接一只电阻到GND，设置最大功率水平。

12PINLBOPFC线路输入电压检测，作为线路前馈及PFC的布朗保护。

13PINFoldPFC级的频率折返控制，选择功率折返水平及折返频率。

14PINCSPFC级电流检测，检测电感电流，调节最大检测电压。

15PINCS/FF快速故障输入端。当上拉过1V时，LLC停止工作，重新进行软启动程序。

16PINSKIP/AGND对A版本为AGND，对B版本为SKIP。

17PINGND/PGND对A版本为PGND，对B版本为GND。

18PINDRVPFC级驱动输出，驱动PFC级的MOSFET。

19PINVCCIC供电电压端，电压从10V~20V最大。

20PINMLLLC部分低边MOS驱动输出。

22PINBridgeLLC半桥结点端。

23PINMULLC部分高边MOS驱动输出。

24PINVboot高边MOS驱动的VCC端。

应用说明

NCP1910是全新一代控制电路，将连续导电模式（CCM）控制的功率因数校正（PFC）和LLC谐振控制半桥的两种独立功能结合在一个电路中。这些内核相互协调，不仅在正常工作条件下可以实施协调功能而且在出现故障时同样起作用。LLC部分可以直接驱动LLC半桥拓扑的高边MOSFET而不需要栅极驱动变压器。

功率因数校正部分

简单灵活：NCP1910仅需要少量外部元件执行CCM模式PFC工作。此电路方案简化了PFC级的设计。另外，电路还提供了其它一些功能，例如，布朗保护，检测AC电压和准确功率限制功能，以便优化PFC级的设计。

低功耗与闩锁能力：NCP1910设计为在整个工作模式下消耗少量电流。在开机阶段和闩锁模式时芯片所消耗的电流极大地降低，因此，当电路发生故障时功率损耗最小。此功能有助于满足严格的待机功耗规范。利用反馈（FB）引脚可以使电路处于待机状态，另外利用ON/OFF引脚也可以实现此目的。

最大电流限制：电路固定的检测电感电流，如果其检测值比设置的限制电流高将会立刻关闭功率开关。NCP1910也会阻止任何功率开关的开通只要电感电流不低于最大允许水平。此特性保护MOSFET，避免由于开关电流高于功率开关管所能承受最大电流造成的MOSFET可能的极限应力。另外，此方案有效地保护了在开机阶段过大的过冲电流给电容充电的PFC级。

欠电压保护和开路保护：电路检测到反馈电压低于管理水平的8%时，电路关断，同时其损耗降到一个很低的值。此特性用于保护PFC级，避免启动工作时交流线路电压过低或者反馈网络不正常工作（例如：连接错误）。万一欠电压电路被触发，功率好信号关断，LLC电路立刻停止工作。

快速瞬态响应：给出一个低带宽的调整方框，PFC的输出电压超出欠压段，这是由于突然的负载变化或输入电压变化引起的。如果Bulk电容电压与控制水平相差太大：

1）过电压保护：NCP1910关断功率开关，当Vbulk超过过电压阈值（105%的管理水平）。这是一种自动恢复功能。

2）动态响应增强：NCP1910通过其内部200uA电流源提高控制回路速度，当布朗电压降低到95%的控制水平时被触发。

线路布朗OUT检测：当电路检测到低的交流条件时PFC级被关断。这种保护形式最大程度地保护了功率开关避免由于过大的应力造成的损坏。

过功率限制：NCP1910依靠通过布朗OUT方框测试出的平均输入电压估算出最大允许电流。这是取决于线路阈值的第二个OCP。当电路检测到一个过功率转换，将立刻复位驱动输出。

冗余过电压保护：作为冗余保护特性，NCP1910提供了第二个锁定OVP，其输入超过了OVP2引脚。如果在此引脚上的电压超出最大的允许电压，PFC和LLC全部被锁定。

PFC异常保护：当PFC面对异常状态，因此Bulk电容电压低于管理电压时间长于允许时间，则PFC和LLC均被闩锁。

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频率折返：在轻载的条件下，执行将振荡器频率逐渐降低，这有助于维持PFC级的效率。

软启动：提供启动顺序，限制MOSFET的应力和布朗电压，一个30μA的电流源为在VCTRL端的补偿网络充电使VCTRL逐渐上升。

图腾柱式输出：NCP1910包含一个1.0A栅级驱动，可以有效驱动TO220或者TO247封装的MOSFET。

LLC控制器部分

宽频率工作：通过对地电阻网络RT可以使这部分电路的工作频率最高为达到500kHz。一个电阻设置最大开关频率而另一个电阻设置最小开关频率。

板上死区时间：忽略半桥引脚，死区时间被包括在控制器。（见DTL部分）

软启动：一个专用引脚为接地电容放电。当开启提供一个平滑的上升斜波电压时，开机频率通过在RT和SS引脚之间用电阻连接设置为最大。电容与接地RT引脚相连确定软启动持续时间。在故障的模式下，在CS/FF引脚电压超过典型值1.0V时，软启动引脚立刻放电同时，一个高频率重新启动开始。

跳周期工作模式：为了防止轻载条件下频率失去控制，而且可以改善待机功率损耗。NCP1910B用跳周期输入引脚固定检测光耦的集电极。如果这个引脚检测到一个低电平，其将切断LLC的输出直到集电极电平升高。NCP1910A不提供跳周期功能，用线路16脚的模拟地代替。

高压驱动器：在LLC控制器中包含的高压驱动可以直接连接到高压电路中。因此可以直接驱动半桥高边MOSFET而不再需要使用驱动变压器。

故障保护：CS/FF引脚结合了两种电平保护电路。如果电平超过第一个设置水平（1V），则LLC控制器立刻通过外部接地电阻Rt将开关频率设置为最高。这是一种自动恢复保护模式。如果故障更加严重，CS/FF引脚的信号超过第二个设置水平（1.5V），则整个控制器将全部锁定。复位通过检测VCC的欠电压水平、ON/OFF引脚或者是检测PFC部分的布朗输出。最后其还具有用户插、拔电源的设计。

联合管理

启动延迟：PFC启动顺序经常会导致由减弱的振荡器引起过度输出。确保PFC输出电压在LLC控制器启动之前完全稳定，一个插在PFC内部启动信号完成之后的20ms延迟是必须的。当联合器出现VCC欠电压、线路布OUT或者通过ON/OFF引脚动作时，这个延迟经常会被复位。

功率好信号：一旦PFC开始工作，内部的PFC_OK信号是必须的。20ms之后，PG引脚电平变低。这个信号在下列两种情况下消失：Bulk电压降低到到异常水平，由强加到PG引脚上面的参考电压编程。这个电平一般在由BO引脚编程的LLC关断电压之上。因此，一个正常的关断顺序是，PG电平首先降低，二次侧的信号闭锁。第二个重要的情况是可以将PG信号降低，当PFC出现错误：反馈线路被破坏、严重的过载。在这种情况下，PG引脚信号立刻变为持续高电平，5ms定时器启动。一旦这个定时器时间过去，LLC控制器被安全的停止。

闩锁功能：在出现恶劣的故障工作条件，PFC级可以自动闭锁OVP2引脚，LLC控制器可以闭锁CS/FF引脚。在这种情况下，整个联合器是闭锁的，只有通过VCC-UVLO，线路布朗输出或者ON/OFF引脚的转换来复位。

过热关断：内部过热关断电路使门级驱动电路不工作，当结温超过典型值140℃时，功率开关关断。电路在温度降低到大约110℃时再恢复工作。

NCP1910工作原理

PFC部分

一个CCM模式的PFC变换器如图4所示。输入整流电压为50或60Hz正弦信号。MOSFET的开关在一个很高的频率（NCP1910的典型值为65KHz），因此电感电流IL基本上是由高频和低频部分构成。

滤波电容Cin是必不可少的，小容量的电容是用来消除电感电流IL上面的高频干扰的。这个滤波电容不可以太大，因为它会使整流的正弦输入电压畸变而污染功率因数。

PFC控制方法

NCP1910使用CCM模式特别设计的PFC控制方法。PFC控制方法由以下部分描述。

如图5所示，电感电流IL的开关周期T包括充电时段t1和放电时段t2。电压转换率如（1）式得到。

==

V=V（1）

这里：Vbulk为PFC部分输出电压。

Vin为整流输入电压。

T是开关周期。

t1是MOSFET导通时间。

t2是MOSFET关断时间。

输入滤波电容Cin和EMI前端滤波器吸收电感电流的高频噪声。使输入电流仅仅为低频正弦电感电流。

I=I（2）

这里：Iin为输入交流电流

IL为电感电流

IL-50假设为50Hz工作。后缀50意为最初IL的带宽为50Hz

从（1）式和（2）式可得，输入阻抗Zin为：

Z==（3）

这里：Zin为输入阻抗

当公式3中的输入阻抗在带宽为50或60Hz时缓慢变化或者不变时，功率因数是正确的。

PFC调节和时序图如图6所示。MOSFET的t1时间段是由基准电压Vpref和斜坡电压Vramp相交引起的。其关系如（4）式所示：

V=V+=V（4）

这里：Vpref是内部斜波电压，为PFC调节比较器的输入；

VM为在VM引脚上产生的乘数电压；

Ich为内部充电电流；

Cramp内部斜波电容；

Vpref是内部参考电压，PFC调节比较器反相输入。

Ich，Cramp和Vpref也可以作为开关频率斜波信号。专门设计的充电电流Ich如（5）式所示。因此乘法器电压VM如（6）式所示。

I=（5）

V=V-=V（6）

由（3）式和（6）式，可以重新得出输入阻抗Zin，如（7）式：

Z=（7）

因为Vpref和Vbulk对于时间大致上是不变的，乘法器电压VM与IL-50设计为成比例以确保PFC级的Zin保持固定的目的。见图7阐述：

在图6的定时图表中可以看到，VM最初是由来自于电感电流IL的开关频率纹波所构成。由于这种纹波的影响，占空比的产生将不准确。这种调节方式被称为“峰值电流型”。因此，一个外部用来避免VM的高频成分的电容CM连接到乘法器电压VM引脚是必须的。调节方式因此被称为带有更好PF值的“平均电流型”。

乘法器的电压VM由公式8算得

V=（8）

其中:

RM是接在VM脚的外部乘法器的固定值电阻。

VLBO是LBO脚发生的输入电压信号,和输入电压有效值成比例。

Ics是检测电流,和（13）式中提到的电感电流IL成正例。

Vctrl是控制电压信号,如（17）式中提到的运行传导放大器（OTA）的输出电压。

Vctrl（min）不只是Vctrl的最小运行电压，还是PFC电流调制的补偿电压。

RM直接限制了最大输入功率能力。并且由于Vin^2的前馈特性,在此是VLBO的平方。传输功能和传输功率并不受AC电压的限制。Vctrl和能量传输的关系会在随后描述。

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线电压的布朗输出保护

如图9所示，线路电压的布朗输出保护脚（用LBO脚表示）接收到输入电压（Vin）的一部分，因为VIN为整流得到的正弦电压,LBO脚必须接一只电容消减AC线路纹波，使电压正比于VIN的平均值。

LBO不分的主要功能是检测过低的输入电压。当检测到布朗输出条件时，用一个7uA的电流源降低LBO脚的电压，该功能需要一个窗口应用。

在正常的运行中，LBO脚的电压必须高于内部基准电压。VLBOT（典型值为1V）。在此情况下LBO比较器的输出VLBOcomp为低。

相反,如果VLBO低于1V，VLBOcomp变为高电平，980mV的电压源VLBO（clamp）接在LBO端，使其电平保持在接近1V。如果没有故障被检测到,一个50ms的延时tLBO（blank）会被激活。这个延时主要目的是为了帮助达到保持状态的条件。在主线一个短暂的中断之后，没有故障发生，PFC和LLC会继续运行。进一步，LBO端被保持在980mV。线电压恢复到LBO断正常的电压送出之间几乎没有额外的延时。而在一般情况下，由于LBO端和地之间会接大电容来滤除输入电压纹波。因此会产生延时，这样，NCP1910有效地”消除”了任何主线间断，使之短过25ms。（由50ms计时器保证最小值）。

在消隐延时tLBO（blank）的末尾，另一个计时器被激活。当故障被检测到时,设置一个50ms的窗口，这就是图9所示tLBO（window）所起的作用。

如果VLBOcomp在第二个50ms延时（tLBO（window））内为高电平，则被确认为线电压布朗输出情况，PFC_BO信号将被变成高电平。

如果VLBOcomp在tLBO（window）期间仍旧保持低电平，则没有故障被检测到。

当PFC_BO信号为高时。

PFC驱动被禁止，Vctrl端接地，当故障排除后进入软起动的恢复运行。

从LBO脚移除VLBO（clamp）电压源。

ILBOH电流源（典型值为7uA）启用，降低LBO端电压，以应用于滞后的情况。

起动时,一个PNP的三极管使LBO脚电压保持低在如下条件：Vcc

当器件处于关断模式时，ILBOH也会启用，但在起动时，ILBOH直到Vcc达到Vcc（on）时才会禁用。

线电压Brown-Out网络模式计算

如果线电压Brown-Out网络连接到桥式二极管整流后的电压,监测到的电压根据相们不同会有非常大差异:

在运行前，PFC部分是关断的，输入桥是作为一个尖峰检测器,输入电压大致是平的并且相当于AC线电压的幅值。=Vac,rmsVac,rms为线电压的有效值。在前面的章节中提到，ILBOH在PFC运行前是开启的，以便调整线电压Brown-Out的滞后时间。因此，LBO脚的平均电压为:

V=Vac,rms

I•（9）

IfR

V~VI•R

在PFC部分起动运行后,输入电压变为一个整流后的正弦波,平均电压变为=（2/π）Vac,rms其降低为（2/π）倍的输入电压有效值的尖峰值.因此LBO脚的平均电压为=（2/π）Vac,rmsRLBOL/（RLBOU+RLBOL）。并且由于LBO脚的纹波，VLBO的最小值大约为:

V=V

×1-（10）

其中:

fLBO为感应网络单极频率。

f=

fline为线频率。

RLBOL为LBO到地之间的分压电阻中的低边电阻。

RLBOU为Vin到LBO端之间的分压电阻中的高边电阻。

公式10中的1-用来计算LBO脚的电压纹波（第一次估计值）。

一般情况下，我们假设fLBO=，重排（9）式和（10）式。则网络连接的LBO端可以由以下公式算出:

R=••-1•

≌••-1•（11）

R=-1R（12）

其中：

Vac是PFC启动工作交流电压的有效值

Vac，off是布朗OUT检测交流电压有效值

PFC电流检测

器件检测电感电流IC，如图10，是用RSENSE检测出的电压加到CS端，然后求出ICS。

I=I（13）

其中，RSENSE为检测IL的电阻，RCS为CS端至RSENSE之间的电阻。

该方法有如下优点：最少的检测元件数，检测电流ICS代表电感电流IL，它将用于PFC的占空比调制，并产生乘法器电压VM，过功率限制及过流保护。（13）式主张实际上提供柔性的RSENSE选择，它允许检测出冲击电流。

PFC过流保护（OCP）

PFC的过流保护，实现是在ICS大于IS（OCP）（200μA）时，CS端偏置电压典型为10mV时，计算时它可以忽略，因此，最大OCP电感电流阈值IL（OCP）从（14）式得到：

I==×200μA（14）

当过流保护阈值达到时，PFC驱动为低电平，当电感电流降到阈值以下时器件自动返回工作。

PFC过功率限制（OPL）

这是与一个线路检测阈值的第二个OCP。检测电流ICS代表电感电流IL，亦即是输入电流的近似值，输入电压信号VLBO表示输入电压的均方根值，乘积ICS×VLBO表示近似的输入功率（IL×VAC），如图11。

当乘积（ICS×VLBO）大于275μVA时，器件关闭PFC的驱动，输入功率即被限制。在乘积（ICS×VLBO）低于275μVA时OPL自动恢复工作，275μVA水平相对应的输入功率，可以用（15）式标出：

IV

IוV

I•V

其中：

K=